一種Ka頻段瓦片式下變頻組件的設計

馮磊 魏立云 余承偉 武健

摘? 要：文章設計了一種基于LTCC工藝的Ka頻段瓦片式四通道下變頻組件。變頻組件集成合路、變頻、濾波、延遲補償等功能，射頻工作頻率覆蓋19～21 GHz，通帶帶寬2 GHz，采用由本振驅動的超外差混頻方案，最終輸出C頻段信號。針對超外差混頻的帶外雜散以及低剖面的通道合成與變頻功能一體化集成等問題，采用引入高抑制度帶通薄膜濾波器以及設計LTCC內層威爾金森合路器等方法，實現了瓦片式四通道下變頻組件的集成設計方案。整個組件尺寸59 mm×59 mm×8 mm，便于實現低剖面相控陣系統的射頻前端集成等應用。

關鍵詞：下變頻器；小型化；LTCC；Wilkinson功分器；濾波器

中圖分類號：TN773.4? 文獻標志碼：A? 文章編號：2096-4706（2023）09-0045-06

Abstract： This paper designs a Ka-band tile-type four-channel down-converter component based on LTCC technology. The down-converter component integrates the functions of power combining， frequency conversion， filtering， delay compensation， etc. The RF operating frequency covers 19～21 GHz， and the bandwidth of passband reaches 2 GHz. It uses the superheterodyne frequency mixing scheme driven by local oscillator， and finally outputs the C-band signal. Aiming at the problems of outside passband spurious of superheterodyne frequency mixing， the low-profile channel synthesis and integration of frequency conversion function， the integrated design scheme of tile-type four-channel down-converter component has been realized by introducing high-suppression band-pass thin film filter and designing Wilkinson combiner inside LTCC. The size of the whole component is 59 mm×59 mm×8 mm， which is convenient for applications such as RF front-end integration of low-profile phased array system.

Keywords： down-converter; miniaturization; LTCC; Wilkinson power divider; filter

0? 引? 言

隨著衛星業務的推廣應用，人們對通信質量和通信數據量提出了更高要求。對比S/C等較低的微波頻段，Ka頻段具有頻率資源更加豐富的特點。該頻段相對帶寬更寬，波束較窄，易于實現抗干擾[1]。在衛星通信技術不斷發展的當前形勢下，新一代衛星通信系統越來越傾向于采用更高效的通信相控陣天線系統實現。通過調用相控陣天線系統預置的波束指向、波束寬度等信息完成波束捷變，波束的切換時間可以達到微秒數量級。針對不同業務需求和應用場景，相控陣技術還能實現多個波束允許多目標通信。

低溫共燒陶瓷（LowTemperatureCo-fired Ceramic， LTCC）技術是一種典型的多層基板技術，其優勢主要體現在：可三維立體多層布線，布線密度高，便于實現小型化設計；介質材料損耗較低，高頻特性優良，同時利用多種形式的金屬化孔來改善屏蔽特性，提升信號隔離度；能夠制備腔體結構，以便于實現異構集成；能夠制備埋層電阻，以便于無源微波功能單元的內嵌集成等[2]。因此LTCC技術在微波高頻電路一體化設計和低剖面瓦片式三維互連集成實現小型化方面優勢顯著，是本項研制任務的重點研究方向。

LTCC技術在國內的瓦片式相控陣天線微系統中已有較多應用[3，4]，本文從重點指標實現和小型化低剖面集成的角度，介紹Ka頻段瓦片式四通道下變頻組件的設計。

1? 指標要求

為達到低剖面相控陣天線良好的接收特性，瓦片式四通道下變頻組件要達到如下主要指標：

1）射頻頻段：19～21 GHz。

2）工作帶寬：2 GHz。

3）變頻增益≥45 dB。

4）射頻端口隔離度≥25 dB。

5）雜散抑制≥50 dBc。

6）鏡像抑制≥50 dB。

7）相位一致性≤10°。

8）延遲補償功能≥3 bit。

綜合以上指標，鏡像抑制等技術指標和低剖面集成設計是主要難點。

2? 總體方案

Ka頻段瓦片式四通道下變頻組件采用超外差混頻技術，將Ka頻段接收射頻前端經合路網絡得到的四路射頻信號合成并下變頻到中頻頻率后進行符合指標要求的放大和濾波處理，輸出滿足一定功率的中頻頻率信號。該下變頻組件方案如圖1所示。

在相控陣微系統設計中，要求每64個陣元信號進行一次變頻，并集成3 bit延時器，用于補償覆蓋整個射頻工作帶寬的波束指向色散效應。因此在下變頻組件中，輸入四通道射頻信號首先完成相干合成，這就要求任意一個輸入端口到合成輸出端口的傳輸線的電長度均相等。合成信號經兩級MMIC低噪聲放大器芯片，然后進行帶通濾波。帶通濾波器的主要功能是用來提升鏡像頻率抑制度。鏡像頻率范圍內的雜散信號經過超外差混頻后，得到的輸出信號也落在中頻頻率范圍內，如圖2所示。為降低鏡頻信號對系統工作的影響，必須設計射頻鏈路的鏡像抑制濾波器。

射頻信號經超外差混頻器搬移得到中頻信號，由于混頻器并非是理想乘法器，其非線性特性使得輸出端口除有用信號外，還同時混合出很多諧波與互調產物，這些非線性產物就構成了下變頻器的相關雜散頻譜。其各組合頻率存在如下關系：fIF=m·fRF±n·fLO（其中m，n為正整數）。

本文選用雙平衡式無源混頻器，這類混頻器具有較高的線性度，端口間隔離度好，觀察表1可發現該型號混頻器對組合頻率的雜散抑制度高。缺點是需要很高的本振功率，變頻損耗大[5]。因此設計在本振信號鏈路中增加一級1 dB壓縮點輸出功率高的增益放大器芯片，用于保證本振功率足夠來驅動無源混頻器的正常工作。同時因混頻后，中頻信號增益損失較多，需要兩級放大器補償增益，并經過低通濾波器濾除高次諧波、本振泄漏與其他雜散信號，最終得到具有足夠功率且純凈的中頻信號從中頻端口輸出。

3? 電路設計

3.1? 四通道功率合成設計

按系統設計要求，射頻前端的64通道幅相控制數據與供電線路須通過變頻組件提供，Ka頻段瓦片式四通道下變頻組件需要為前級電路預留4只25針低頻接口與4只射頻同軸接口；為后級電路預留中頻、本振同軸接口和100針連接器。因此利用LTCC工藝強大的多層布線能力來實現低剖面設計是為數不多的選擇之一。

四只射頻同軸接口成陣列位置從變頻組件上部輸入，同時要求四通道射頻信號至合路器輸出端口的傳輸線的電長度均需相等，且保證良好的隔離度。在設計中通常采用威爾金森（Wilkinson）功分器來實現。利用LTCC技術便于實現內層集成電阻的特點，在LTCC基板內層設計四合一Wilkinson等功率合成網絡成為最佳選擇。

3.1.1? 合路器理論分析

在微波電路中，通過對三端口網絡特性的分析容易發現，無耗三端口網絡不會在全部端口實現匹配，且輸出端口之間沒有隔離。而有耗三端口網絡可以實現在三個端口均匹配，且輸出端口之間具有良好的隔離[6]。

Wilkinson分路器是典型的三端口無源器件。針對功率等分的情況，可采用奇偶模分析法，分解一階Wilkinson分路器傳輸線模型，如圖3、圖4所示。首先將模型中各部分阻抗做歸一化，以特征阻抗Z0為準。根據該電路的對稱性，源電阻歸一化特性阻抗為2，匹配源阻抗歸一化為1。并聯電阻歸一化為r，λ/4傳輸線的歸一化特征阻抗為Z1。

對于偶模激勵，端口2、3的激勵電壓V2=V3=2V0，在電阻中心處電勢差為0，即電阻R無通過電流，因此該電阻中點處可看作開路。由于對稱關系，可分解為圖4（a）所示電路。因為具有λ/4阻抗變換器的結構形式，從2端口看過去，輸入阻抗 。當 ，則對于偶模激勵的端口2是匹配的，而并聯的r/2電阻一端開路，因此輸入端口的電壓 。使用傳輸線方程可求得 。

對于奇模激勵，端口2、3的激勵電壓V2=-V3=2V0，電路對稱面處電壓為零，因此將中心平面視作接地面。由于對稱關系，可分解為圖4（b）所示電路。從端口2處看過去，其電路是λ/4傳輸線與r/2電阻的并聯結構，并且傳輸線在1端口處接地，因此從端口2看過去是開路。如果使r=2，則在端口1處是匹配的，且有 ，，此時全部功率都加在r/2電阻上，沒有功率通過端口1。

采用以上奇偶模理論分析可知，想同時實現端口2、3都匹配，需四分之一波長傳輸線特性阻抗 ，端口2、3間跨接電阻r=2，此時，從端口1看過去的輸入阻抗Zin=1。因此，端口1也是匹配的。并得到Wilkinson功分器的S參量矩陣：

即Wilkinson功分器三個端口均匹配，從端口1處激勵，在端口2、3可得等幅并同相的輸出；從端口2、3反射的功率會在隔離電阻上耗散，而2、3兩端口間相互存在較高的隔離度。

結合理論分析結果，以功率二等分的情況為例，將Wilkinson功分器轉換為結構平面示意圖如圖5所示。輸入輸出端口特性阻抗為Z0，λ/4并聯臂阻抗為 ，隔離電阻阻值為2Z0，需要跨接在λ/4并聯臂的終端處。

當Wilkinson功分器作為合路器使用時，由于N端口無源器件的散射參數具有互易性，我們容易推算出，Wilkinson合路器也能實現輸入輸出的各端口均匹配。當各端口均匹配時，這種合路器具有無耗的傳輸特性，只有反射功率消耗在隔離電阻上。這個電阻不會對合路器的傳輸特性造成影響，反而能增加輸入端口之間的隔離度。

在Wilkinson寬帶合路器設計中，往往可以通過多節四分之一波長的對稱臂來實現寬帶要求，但這樣也會造成電路尺寸較大。尤其在多通道合路器設計中，電路尺寸更是成倍擴大。本文介紹的變頻組件，其版圖的相當一部分面積用于射頻前端與控制板的低頻信號傳輸。低頻控制信號與高頻射頻信號在屏蔽效果差時容易產生互調干擾，嚴重時可能導致波束控制信號失效或射頻信號信噪比異常，從而影響系統正常工作。為保證屏蔽效果，增加信號傳輸線間距是一種主要手段，因此在現有設計尺寸要求下，Wilkinson寬帶功率合成網絡削減了四分之一波長對稱臂支節，采用單支節實現合成。

3.1.2? 帶狀線Wilkinson合路器仿真設計

設計采用兩級Wilkinson二合路器級聯的方式。兩級二合路器級間采用多節λ/4阻抗變換器實現阻抗匹配（如圖6所示），以獲得優良的寬帶射頻性能。注意在進行高低頻混合電路一體化設計時，需要考慮電磁兼容問題。本文采取在帶狀線周圍增加接地屏蔽孔的方法，防止射頻信號在基板內部形成高頻串擾，同時隔離外部低頻信號的電磁耦合，這樣才能很好的保證接收系統信號質量。

使用Ansys公司的HFSS軟件建立模型進行三維電磁仿真。仿真模型示意圖如圖7所示。Ka頻段四通道Wilkinson合路器集成在LTCC基板內部，設計采用6層材料為Ferro A6M的LTCC基板實現帶狀線結構，隔離電阻埋置于LTCC基板內層，采用RuO2電阻漿料制備，設計要求阻值精度優于20%。傳輸損耗與介質材料的損耗角正切值（tanδ）相關，設置Ferro A6M的tanδ約為0.002，方阻值為100 Ω。

經過優化設計，全波電磁仿真結果如圖8所示。結果顯示基于LTCC基板的Ka頻段四通道合路器在工作頻帶（19～21 GHz）內，任意一個射頻輸入端與公共端的傳輸損耗達到8.5 dB左右。射頻輸入端口之間的帶內隔離度30 dB以上。射頻輸入端口的回波損耗達到-16 dB以下，仿真結果整體滿足使用要求。

3.2? ?鏡頻抑制濾波器設計

3.2.1? 濾波器原理

經過某個二端口網絡的信號在輸入時具有功率均衡的特性，而輸出時不同頻點對應的功率得到了不同程度的衰減，如圖9所示。這樣具有典型頻率選擇特性的二端口網絡就是濾波器。

依據衰減特性的不同，濾波器可以劃分為低通、高通、帶通、帶阻四種類型。不同衰減特性的濾波器都具可變換為低通的基礎原型的組合。在濾波器設計中，通常使用包括巴特沃斯（Butterworth）、切比雪夫（Chebyshev）、橢圓函數型（Elliptic）、高斯多項式（Gaussian）等數學多項式來描述最平坦型、等波紋型、陡峭型、等延時型等各類低通濾波響應特性。介紹上述原型濾波器的相關文獻已經很多[7，8]，這里不再贅述。

濾波器是以諧振電路為基本單元的電路組合。一般預先選擇合理的頻響特性，將對應的多項式歸一化來實現低通原型的簡化設計，再針對需要的頻率與阻抗去歸一化，得到濾波器的集總電路拓撲模型。當工作在微波頻段時，濾波器還應采用分布電路元件模型實現。

3.2.2? 濾波器設計

依據第2節中對混頻器組合頻率雜散和鏡頻抑制度指標的分析，在射頻鏈路上的兩級低噪聲放大器之間級聯的鏡頻抑制濾波器應達到的指標特性如下：

1）插入損耗≤3 dB（19～21 GHz）；

2）抑制特性≥40 dB（13～17 GHz）；

3）回波損耗≤-15 dB（19～21 GHz）；

4）尺寸≤12.5 mm×4 mm；

針對所需的濾波抑制特性，這里可采用切比雪夫型濾波器實現。該濾波器工作頻段較高，為保證其具有準確的頻率選擇特性和較小的帶內損耗，擬采用薄膜工藝制備。基板選擇厚度為0.254 mm的Coorstek Al2O3陶瓷，介電常數9.9（±0.2），介質損耗角正切tanδ低至0.000 2。

使用Ansys EM軟件的Filter Design功能，輸入濾波器目標特性可以方便的得到電路拓撲模型，如圖10所示。

在Filter Design Wizard設置界面的Properties頁面中依次選擇“帶通濾波”“平行耦合線拓撲”“切比雪夫多項式近似”“微帶線模型”，Specifications頁面中設置階數為6，帶內波動為0.1 dB，通帶中心頻點為20 GHz，通帶帶寬為3 GHz，得到理想模型下的散射參數曲線如圖11所示。再在Medium Properties頁面中設置微帶線基板的介電常數、厚度、導體厚度等參數，得到微帶平行耦合線的各線條尺寸參數，如表2所示。

將Filter Design得到的平面模型導入HFSS仿真軟件中建立三維模型，如圖12所示。設置合理的邊界條件和端口激勵，并進行參量優化，全波電磁仿真結果如圖13所示。

結果顯示鏡像抑制濾波器在工作頻帶內的插入損耗優于0.8 dB，在鏡像頻帶（13～15 GHz）的抑制度優于50 dB，對本振信號（17 GHz）的抑制度優于40 dB。尺寸為12 mm×4 mm。端口回波損耗達到-18 dB以下，仿真結果整體滿足使用要求。

3.3? LTCC版圖設計

變頻組件的LTCC電路設計采用了Ferro A6的介質材料制作，其介電常數約為5.9。生瓷帶燒結后厚度約為每層96 μm，內部金屬采用Ag漿材料，金屬導體膜厚6～15 μm，LTCC基板設計共有20層，厚度約為2 mm。帶狀線Wilkinson合路器占用其中第9～14層介質。

在超過10層的LTCC基板設計時，需考慮金屬膜在相同位置的堆積因素，防止基板各個位置沿Z軸因存在明顯的薄厚分布不均，而導致翹曲變形甚至開裂失效。因此合理布局金屬膜導體，是LTCC設計的一大關鍵難點。實際設計中較多采用大面積導體柵格化、金屬化孔錯位布局等辦法。上述辦法同時可保證基板的熱傳導能力。繪制的LTCC基板如圖14（a）所示。

4? 測試結果與分析

LTCC加工并進行微組裝裝配完成后，制成Ka頻段瓦片式變頻組件，如圖14（b）所示。使用定制化測試工裝進行測試，整理相關數據形成表3。

分析表3數據可知，設計的Ka頻段瓦片式組件各項指標滿足了系統要求。其中鏡像抑制度達到61.5 dBc，高于鏡頻抑制濾波器的設計指標，這是由于選用了在鏡像頻段增益放大倍數偏低的射頻放大器，進一步提升了變頻組件的鏡像抑制度。射頻端口隔離度實測值30 dB，相位一致性實測值7°，符合Wilkinson四路合成器的設計預期。

5? 結? 論

隨著模擬相控陣天線技術向小型化、通用化、輕量化發展，變頻組件也提出了剖面高度的限制。本文提出了一種面向相控陣天線系統低剖面應用的Ka頻段瓦片式變頻組件，含結構外殼的尺寸59 mm×59 mm×8 mm，重量73 g，功耗0.65 W。一方面通過設計LTCC一體化集成射頻端口合路器來解決高密度多層布線與射頻通道性能的矛盾，另一方面采用陶瓷薄膜技術，設計高抑制度帶通濾波器保證鏡頻抑制等重點指標，另外針對LTCC基板的可制造性和電磁屏蔽特性進行了優化過渡設計。最終變頻組件指標滿足系統應用要求，也為多端口相控陣變頻組件的低剖面實現提供了一種設計思路。

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作者簡介：馮磊（1987—），男，漢族，河北石家莊人，工程師，學士，研究方向：微系統技術與微波電路；魏立云（1988—），男，漢族，河北衡水人，工程師，學士，研究方向：微系統技術與

微波電路；余承偉（1984—），男，漢族，河南信陽人，高級工程師，碩士，研究方向：衛星通信與微波電路；武健（1986—），男，漢族，河北石家莊人，高級工程師，碩士，研究方向：衛星通信與微波電路。