衛星測控地檢板卡設計與實現

李田甜，邵蕓松，徐圣法，劉寶書，王英爽

（北京東方計量測試研究所，北京 100086）

0 引言

隨著衛星批產時代的來臨，國內多個衛星柔性生產線正在論證、建設。衛星的研制模式由單件小批量人工驅動向高自動化批量數字驅動轉變，地面測試模式也由傳統的大衛星單星測試向多星柔性化、批量化、自動化方式轉變［1］。隨著衛星產業化的發展，靈活性、開放性、小型化的地面測試平臺是目前的發展方向［2］。

測控地檢設備是小衛星在研制開發和測試階段必不可少的儀器設備。完整的衛星地檢系統是模擬地面測控站的功能，模擬星地通信方式實現上行指令遙控與下傳信號遙測，并對星地距離與衛星運行速度進行測量［3］。目前衛星測控分系統測試多為臺式設備，設備體積大，成本昂貴，系統構架較為封閉，不利于維護和擴展功能，已經開發完成的組件模塊難以復用，利用率低［4］。與以往封閉式的設計構架不同，本文以軟件分布式架構為設計思路，通過最小化設計完成地檢板卡的硬件形式，不同功能的板卡于測試機箱間利用PXI總線形式進行集成。不同功能的衛星地檢模塊均即成為標準3U 板卡，并且可與其他分系統地檢模塊靈活組合于1個PXI機箱中，如上下變頻板卡、供配電測試板卡等［5］。快速實現多型號衛星的多種測試場景及測試需求，如圖1所示。

圖1 測試場景框圖

1 板卡功能及指標

本板卡有傳統測控地檢設備功能，并兼容小衛星低成本測控分系統的測試需求。模塊尺寸為3U 標準板卡，占用1個標準PXI槽位，具有1路上／下行USB測控體制測控通道，具備遙控生成、遙測接收、測距測速等功能。主要指標如下：

1）信號體制：PCM-PSK-PM；

2）輸入輸出中頻頻率：70MHz±10MHz；

3）中頻輸入功率動態范圍：-90～-25dBm；

4）遙測信號基帶碼速率：1～100kbps，步進1bps調節；

5）遙測遙控信號基帶碼型：NRZ-L／M／S；

6）遙測信號副載波頻率：5～512kHz，步進1 Hz可調節；

7）幀長：4～4 096字節；

8）幀同步字：1～4字節；

9）遙控信號基帶碼速率：1～100kbps，步進1bps調節；

10）模擬載波多普勒變化率：0～±32kHz／s，可調。

2 方案設計

2.1 硬件平臺設計

本板卡以大規模FPGA 器件為處理核心，外圍由高速ADC、AGC增益控制電路、DAC、時鐘管理、電源管理以及接口電路等組成。系統包含一路上行通道、一路下行通道，實現核心功能的最小化設計。板卡通過PXI接口完成與PC機的信息交互工作。硬件總體如圖2所示。

圖2 硬件總體框圖

2.1.1 FPGA 信號處理芯片

FPGA 作為信號處理的核心器件，既要承擔數據的上下變頻任務和預處理工作，又要承擔數據的接收、緩存，與控制命令的接收與發送。在接收端，FPGA 采用高速并行接口將A／D 轉換后的數據接收并下變頻到基帶，包括NCO、濾波、抽取、頻點選取等，再按要求進行基帶信號的同步、基帶解碼等。在發送端，FPGA 首先通過基帶編碼、調制等方式將接收到的數據上轉換為中頻，最后通過D／A 發送到射頻信號［6］。

2.1.2 模數轉換模塊

中頻采集電路的輸入信號為70MHz，帶寬為10MHz。依據奈奎斯特采樣定律，若要無失真的恢復信號并且頻譜不產生重疊，則需使抽樣頻率大于2倍的最高頻率［7］。因此在對信號進行低通采樣時需滿足采樣時鐘需大于等于140MHz。但過高的采樣速率會降低數據處理的實時性能與同步性，綜合采樣速率、信號處理等多種因素，設計采用中頻帶通采樣設計［8］。模數轉換部分采用的LTC2252是12位125 Msps低功耗A／D 轉換器，適合本模塊對中頻大動態范圍信號進行數字化處理。

2.1.3 增益控制模塊

AGC的增益控制電路是中頻接收機的關鍵部件，它的輸入端信號強度低，動態范圍大，可以保證ADC 在輸出的信號不飽和的同時具有充分的比特轉換位，使得解調輸入信號更加穩定。設計所選擇的增益控制芯片為AD8367，采用AD 公司最新的X-AMP 架構，搭載了可變增益單端IF放大器，其增益控制性能優良［9］。

單片AGC芯片可實現45dB 動態范圍的自動增益控制，本系統為了保證輸入增益范圍，單片芯片增益范圍達不到技術指標要求，故采用兩片芯片級聯的方式實現，可以符合系統的要求［10］。兩個AD8367芯片均以低模式工作，第二個芯片使用了一個精確的開方濾波器，通過外部電容對輸出電流進行積分，從而得到一個增益控制的電壓。第一芯片的增益控制電壓端子與該第二芯片的增益控制端子直接相連，該增益控制電壓由該第二芯片供給，工作在VGA 模式下。采用這種級聯結構的增益控制電路，能有效地對80dBm 的波動幅度進行增益控制，使其在一定的范圍內保持穩定［11］。

2.1.4 PXI接口模塊

PXI總線是一種以PCI技術為基礎的高性能、開放式的模塊總線［12］。無論是在系統集成性、兼容性、通用化、模塊化以及系統成本等方面特點突出。本系統中采用FPGA 控制PXI接口芯片的方式實現PXI接口控制。FPGA 負責與接口芯片之間的本地端口進行通信，實現本地總線控制功能，用來響應PXI總線中的觸發信號、參考時鐘等擴展信號，以及進行其他的時序操作和控制。

2.1.5 同步時鐘檢測

板卡集成設計了外部輸入時鐘同步接口電路，引入外部10MHz的同步信號，電路內部通過FPGA 檢測外部時鐘輸入情況，若有外部時鐘輸入，系統使用外部時鐘模式，若無外部時鐘輸入，系統內部自己產生10MHz時鐘信號。

2.2 數字信號處理模塊設計

2.2.1 調制發送模塊設計

調制模塊主要完成遙測模擬信號調制發送，輸出中頻PM 調制信號，具備載波多普勒平移預置、遙控與測距發射副載波分別加調與直出控制、副載波調制度調節等功能。通過參數控制模塊接收控制指令，并把相應的配置參數傳遞到軟件模塊的各個單元中，實現碼速率、副載波頻率、調制度、中頻輸出頻率、信號碼型以及遙測模擬幀長、幀同步頭、同步頭長度等參數的配置。

系統數據流如下：由衛星模擬器中心控制軟件產生模擬仿真的遙測數據，系統根據碼型設置對遙測模擬數據實現基帶碼型變換，通過調制開關進行調制控制，隨后進行BPSK 調制到副載波，形成遙測數據副載波調制信號，數字正交調制模塊將低速率、基帶數字信號經插值后調制到高速率中頻信號，接著將副載波信號調相到主載波上，實現PM 調制，并經過數模變換后輸出［13］。調制模塊原理如圖3所示。

圖3 調制模塊原理框圖

1）遙測雙緩沖設計：

本系統設計了乒乓存儲，接收系統實時發送的遙測模擬數據，將數據交替放于存儲器乒和存儲器乓中，在一個存儲器存儲數據的過程中，另一個存儲器中的數據可以同時進行讀取處理，提高數據傳輸效率，避免出現丟幀情況。

2）基帶編碼設計：

在實際的基帶傳送中，并非所有的基帶波形都適用于信道。比如，在具有低頻率、低頻率成分的單極基帶波形中，由于存在著嚴重的信號失真，因此，在低頻傳輸能力較弱的情況下，不適合進行傳輸。再比如，如果一個信息符號序列中含有一個連續的“1”、“0”，那么這個非歸零的波形就會顯示出一個連續的恒定電平，所以不能獲得時間信息。當傳輸連接為 “0”時，單極歸零碼也有相同的問題。在本系統中支持NRZ-L，NRZ-M，NRZ-S這三種碼型變換。

（1）NRZ-L不歸零電平碼。分別用兩種電平表示0和1，“-1”表示“0”，“1”表示“1”；

（2）NR Z-M 傳號差分碼。電平變化表示“1”，電平不變化表示“0”。

（3）NRZ-S空號差分碼。電平變化表示 “0”，電平不變化表示“1”。

3）PSK 映射：

基帶信號完成編碼后，首先采用BPSK 調制到副載波上。BPSK（二進制絕對相移鍵控）采用未調制的相位作為參考基準相位，即利用載波相位的絕對值傳送數字信息。其數字表達式為：

根據輸入的邏輯值對載波正弦信號的相位進行調整。若數據為0，則相位為0，若數據為1，則相位為180°。

4）成型濾波：

通常使用的信道為帶限信道，當矩形脈沖信號通過帶限信道后，會產生明顯的拖尾形象，形成碼間串擾，直接影響到相鄰碼元的接收，一定程度上加大了接收端誤碼率。在本系統中對基帶信號進行脈沖成型，使基帶信號的頻譜更集中，成型濾波后的基帶信號需要的信道帶寬較窄，有效避免碼間串擾的問題。使用升余弦濾波器，該濾波器對應的沖擊響應如下：

式中，α決定濾波器頻率響應的陡峭程度，B為濾波器帶寬。這種濾波器拖尾小，衰減快，可有效減小碼間串擾［14］。

5）CIC插值濾波：

CIC插值是提高采樣率的過程，插值之后信號的頻譜的形狀不會改變，信號會發生鏡像拓展，通過一個低通濾波器將多余的鏡像頻率濾除。CIC 濾波器的系數全為1，結構簡單，適合在高采樣頻率下工作，常用于可編程濾波，在本文中為4倍固定內插濾波器的后級，實現1～64倍的內插功能。

6）正交上變頻：

其時域表達式為：

式中，ωc為載波角頻率，調制信號的信息包含在I（t），Q（t）內。

7）主載波調制：

PM 調制在原理上是根據調制信號幅度變化相應地改變載波相位［15］。調相信號公式如下：

其中：m（t）為BPSK 調制信號，kp為調制指數，θ0為初相，F為載波頻率。調相指數體現了載波功率和信息功率之間的比值，當信息功率一定時，調相指數kp越大，信息功率越強，載波功率越弱；調相指數kp越小，信息功率越弱，載波功率越強［15］。

2.2.2 接收解調模塊設計

中頻接收模塊主要接收射頻前端輸出的中頻70 MHz上行遙控信號，經過AD采樣后，與本地載波NCO 正交數字下變頻，通過載波捕獲、跟蹤解調，將解調出的遙控副載波信號送給副載波解調模塊完成遙控指令接收。接收解調出測距信號經過可控延時模塊后直接轉發到調制模塊，同時輸出鎖定指示信號。通過參數控制模塊接收控制指令，并把相應的配置參數傳遞到解調模塊的各個單元中，實現遙控碼速率、遙控副載波頻率、中頻接收頻率、遙控信號碼型，以及遙控指令長度、幀同步頭等參數的配置。解調模塊原理如圖4所示。

圖4 解調模塊原理框圖

1）主載波正交下變頻設計：測控信號接收后，對70 MHz的輸入信號通過A／D進行帶通采樣，采樣率的選取應滿足Nyquist（奈奎斯特）帶通采樣定理。數字化后形成數字序列x（n），然后與兩個正交本振序列cos（ω0n）和sin（ω0n）相乘經過低通濾波法得到基帶IQ 信號。

2）主載波解調：信號經過數字正交下變頻后，在保證副載波通過的前提下，通過低通濾波器去除倍頻分量。但接收到的載波與本地載波存在頻率及相位上的偏差，將I、Q兩路信號相乘，進行抵消通過環路濾波器得到鎖相環誤差方程，根據該誤差方程驅動數字頻率合成器（DDS），是鎖相環工作，最終實現DDS輸出頻率與信號輸入頻率達到一致。然后再對得到的復信號求相角即可完成對PM 的解調。

3）CIC抽取設計：經過正交下變頻后，由于信號的采樣率過高，首先進行N倍符號率降采樣，使一個符號周期內的采樣點數為N，為定時恢復提供數據，N的取值由定時同步算法決定。采用CIC抽取濾波器進行抽取。

4）由CIC 濾波器原理可知，N級CIC濾波器的系統函數可用下式表示：

6）若抽取速率的改變倍數不是一個整數，這時可通過級聯內插器和抽取器來實現。

7）匹配濾波設計。

8）在數字信號接收中，匹配濾波器能夠有效抑制信號帶外噪聲，使濾波器輸出噪聲成分盡可能小，減少噪聲對信號判決的影響。其準則是使濾波器輸出信噪比在特定時刻到達最大。本系統中接收濾波器采用與發送濾波器共軛匹配的平方根升余弦滾降濾波器。實驗證明采用匹配濾波器的系統比非匹配濾波器的系統輸出信號的誤碼率小，信號的傳輸質量高。

9）定時同步。

10）本系統使用Gardner定時同步環實現位同步功能，其結構相對簡單，不需要預先知道載波相位，是比較常用的一種用于定時同步的環路結構。其結構如圖5所示。

圖5 定時同步原理框圖

Gardner定時同步環路結構中的定時誤差檢測是通過計算相鄰碼元最佳采樣判決點以及過渡點的值來實現的，如圖6所示。

圖6 Gardner環誤差檢測示意圖

對于BPSK 調制信號來，其誤差計算公式如下：

由上式和圖6可以看出，當定時同步環路中的最佳采樣時刻判決完成時，若其相鄰碼元相同，則y（r）-y（r-1）為零；若相鄰碼元不同，則：為零?？梢哉J為，只要鎖定了定時環路，環路的時序誤差始終為0。在環路未完成同步的情況下，若相鄰碼元不同，假定采樣時刻是在最優采樣時刻之后，那么error＞0，反之＜0。若相鄰碼元相同時，則環路定時誤差始終為0。所以，當相鄰碼元符號產生跳變時，Gardner的定時同步環路方能啟動環路同步［16］。

11）載波同步：本系統選用Costas環作為載波恢復環對接收信號進行處理，硬件占用資源較少，實現容易。輸入信號分為兩個支路，上支路和DDS的輸出進行了正交鑒相，下支路和DDS輸出的相移為90度。上、下鑒相器的輸出經過低通濾波并相乘而得到一個誤差信號，該誤差信號經過回路濾波器后，對DDS的相位和頻率進行了控制，并且DDS在該誤差信號的影響下，輸出與輸入的載波信號同頻、同相的正、余弦信號［17］。Costas環載波同步原理如圖7所示。

圖7 Costas環載波同步

圖8 遙控信號接收流程圖

12）星座圖解映射：在進行BPSK 調制時，映射關系為：“0”— “-1”，“1”— “1”；所以在接映射時，直接進行判決，大于0的符號為“1”，小于0的符號為“0”。

13）基帶譯碼：

（1）NRZ-L不歸零電平碼。大于零電平判決為 “1”、低于零電平判決為“0”；

（2）NRZ-M 傳號差分碼。發生高低電平的變化，則判決為“1”，若不發生跳變，則判決為“0”；

（3）NRZ-S空號差分碼。發生高低電平的變化，則判決為“0”，若不發生跳變，則判決為“1”。

14）遙控指令單幀接收設計：遙控指令通常為16字節長度的指令信息，沒有固定的幀頭和幀尾，無法正常實現幀同步。在模擬測試過程中，設計了 “引導頭＋指令內容”的形式，實現遙控指令的接收，引導頭為固定長度字段，例如“0xEB90”。上位機軟件將接收到的遙控指令（去掉引導頭后的實際指令內容），發送至衛星模擬器中心控制軟件，并對遙控指令進行響應、存盤等操作。

由于遙控的接收與遙測的接收特點不同，遙測的接收是接收連續幀過程，具有充足的時間進行跟蹤捕獲，地面測試設備通常不具備接收遙控的功能。本設備為了配合項目需求，一方面充分利用前導碼的輔助信息，實現快速載波頻率、相位捕獲與跟蹤以及位同步；另一方面，采用了靈活可設置的幀同步策略，可完成單幀檢測即同步的功能［18］。

3 關鍵指標分析

3.1 標準USB信號捕獲時間分析。

對于標準USB信號，可以直接采用FFT 分析完成信號的初始捕獲。指標要求＝43dBHz，為了滿足最大多普勒為±180kHz，下變頻后的采樣速率800kHz，要達到大于90%的捕獲概率，FFT 后的數據信噪比必須大于13dB，采用4 096點FFT 進行頻譜分析，分析后的信噪比為20dB，可以滿足捕獲概率要求?？偟牟蓸訒r間為5.12ms；FFT 處理時鐘為56 MHz，FFT 計算時間為1.1ms；總的頻率捕獲時間約為7ms。

初始捕獲完成后，進入由載波鎖相環進行的精同步階段，頻率引導精度為195Hz，載波環路帶寬為500Hz，引導頻率落入精同步的快捕帶，快捕時間為5／BL，載波環路帶寬為500Hz，環路捕獲時間為10ms。

標準USB信號載波捕獲時間為7ms＋10ms≈17ms。

3.2 遙測解調損失分析

影響遙測信號解調的主要因素有：載波相位誤差引起的解調損失（標準USB 信號和擴頻信號）、偽碼相位誤差引起的解擴損失（擴頻信號）及遙測數據碼間串擾等。其中，遙測數據的碼元速率較低（最高64kbps），其碼間串擾引起的解調損失可忽略不計。以下從偽碼相位誤差和載波相位誤差兩方面對遙測數據的解調損失進行估算。

偽碼同步過程中的偽碼相位誤差直接影響到信號解擴時的能量損失［19］。偽碼同步過程中采用了偽碼延遲鎖定環，為了維持環路的鎖定狀態，其相位誤差θDLLe一般認為需滿足如下關系：

其中：d為相關間距，偽碼環路采用±Δ／2偽碼延遲鎖定環，d取1／2的碼元寬度；T為碼元寬度。計算可得θDLLe≤30°，此時解擴損失為0.76dB。

載波同步過程中的載波相位誤差直接影響到相干解調器的性能，當相位誤差為θPLLe時，相干解調器輸出信號功率與cos2θPLLe成正比。擴頻信號經過解擴后變成BPSK 信號，而BPSK 信號的誤碼率與θPLLe存在如下關系：

載波鎖相環的載波相位誤差門限一般取θPLLe≤10°，此時解調損失為0.4dB。

綜上所述，在保證遙測的捕獲跟蹤能力達到指標要求的情況下，標準USB 遙測信號解調帶來的最大的損失為0.4dB，擴頻遙測信號解調帶來的最大的損失為1.16dB。

3.3 測距精度分析

對于測距而言，誤差來源主要是接收通道對下行信號的跟蹤誤差、上下行同步之間的誤差、以及由噪聲引起的誤差。

前兩項誤差取決于載波環路帶寬及相關參數的選取，誤差可表示為：

其中：c表示光速，f為測距音頻率，N0為高斯白噪聲功率譜密度，S為信號功率，α為損失因子（取0.6），Bn為載波跟蹤環環路帶寬，Be表示相關器帶寬。

按測距音頻率f＝100kHz，2Bn＝10 Hz，S／N0＝42dB時，可得到δR小于0.19m。

綜上所述，本系統有效實現了衛星模擬器中的測控通道模擬功能，工作參數靈活可配置，可適用于不同衛星的測控模擬［20］。

4 系統驗證

為了驗證衛星測控地檢板卡功能的正確性和有效性，使用頻譜儀、信號源、綜合基帶Coretx搭建了測試驗證系統。對測控地檢板卡的中頻特性、遙控遙測功能進行了全面驗證，驗證項目及結果如表1所示。

表1 系統驗證結果

同時將該板卡與上下變頻板卡、供配電測試板卡靈活組成測試系統進行驗證。結果證明，該板卡功能可完全滿足USB體制衛星測試需求，并且該板卡可以與其他功能板卡靈活組合，快速實現不同系統測試需求。

5 結束語

經過實際應用驗證，該板卡可以實現基于USB 體制的衛星測控系統的測試，并且可以與其它功能板卡靈活組合，實現不同的系統功能。但該板卡目前只能支持USB 一種體制，未來需要在此基礎上不斷完善擴頻體制、測控數傳一體化等其他衛星通用體制。