寬電壓增益范圍雙向CLL諧振變換器研究

李善壽 儲君 葉偉 夏虎

摘 要：雙向CLL諧振變換器在變頻或移相控制下均為窄電壓增益范圍。為了實現雙向CLL諧振變換器在開關頻率小范圍變化的同時具有寬電壓增益范圍，詳細分析了變頻和移相控制方式下雙向CLL諧振變換器的工作原理、變頻及移相控制的優缺點，提出了一種變頻升壓、移相降壓的混合控制方法。在該控制策略下，不僅實現了變換器雙向工作時穩定輸出，還實現了良好的升降壓能力和軟開關特性。最后設計了一臺500 W的實驗樣機驗證混合控制下雙向CLL諧振變換器的性能。實驗結果驗證了混合控制策略的可行性和變換器升降壓能力的優越性。

關鍵詞：雙向CLL諧振變換器；變頻控制；移相控制；軟開關特性；增益特性

中圖分類號：TM46 DOI：10.16375/j.cnki.cn45-1395/t.2023.01.008

0 引言

DC-DC變換器廣泛應用于新能源發電、建筑儲能、直流配電和電動汽車等領域，是電力電子領域的研究重點。其中，能夠實現寬電壓增益范圍、高效率傳輸和高功率密度特性的雙向DC-DC變換器更是該領域的熱點研究方向[1]。

雙向DC-DC變換器的典型拓撲包括：雙有源橋（DAB）變換器[2-5]；LCC諧振變換器[6-8]；LLC型諧振變換器[9-18]。DAB變換器存在內部循環電流和軟開關性能方面的不足，很難在寬增益范圍內保持高效率[4]。相較于DAB變換器，LCC諧振變換器輕載環流損耗小、軟開關范圍較寬[6-8]，但它的峰值增益處于高頻段，為了滿足寬輸入輸出范圍要求，開關損耗必然增大，不利于提高變換器效率。LLC型諧振變換器既具有較好的軟開關特性，又能滿足寬輸入輸出范圍要求，是當前寬增益范圍DC-DC變換器研究的熱點拓撲。

LLC型諧振變換器又分為LLC和CLL這2種拓撲。LLC型諧振變換器的變壓器漏感能參入諧振過程，因此，不存在因漏感帶來的寄生震蕩問題。但LLC型諧振變換器存在反向工作時不能升壓的缺陷，不能滿足寬輸入輸出電壓范圍要求。為了解決LLC反向不能升壓問題，文獻[9]將buck-boost和LLC相結合，由buck-boost負責反向升壓，實現了功率雙向傳輸，具備了寬電壓增益要求，但額外添加buck-boost模塊會增加系統成本，且不利于提高變換器效率。文獻[10]提出雙LLC級聯拓撲的變換器，文獻[11]提出LLC與DAB拓撲級聯的變換器，這2種類型變換器都實現了寬電壓增益范圍和雙向功率傳輸，但文獻[10-11]方法存在變換器效率低、系統成本高的問題。文獻[12]結合LLC諧振變換器提出一種變頻（variable frequency，VF）-移相（phase shift，PS）-DPWM控制方法，該控制策略實現了變換器的寬增益范圍要求，但它只能實現能量單向傳輸。文獻[13]提出一種LCLC諧振變換器，其中LC支路具有變壓器勵磁電感的功能，且原副邊皆有諧振電感和電容，實現了雙向功率傳輸。但采用傳統變頻控制不能滿足變換器寬輸入輸出電壓范圍要求。文獻[14]通過增加輔助電感，改進了LLC諧振變換器，提出了一種基于VF-PS混合控制方法，該變換器雙向工作都具有較強的升降壓能力，但該控制方法的設計與分析過程不夠完善，有待進一步改進。CLL諧振變換器是針對LLC諧振變換器存在變壓器氣隙渦流和原副邊電流異相等問題提出的改進拓撲，但反向工作時仍然無法實現升壓。文獻[15-16]在CLL拓撲基礎上添加一個并聯輔助電感，構成LCLL型拓撲，解決了雙向功率傳輸問題，但仍然采用變頻控制，雙向工作電壓增益范圍仍較窄。文獻[17-18]結合CLL諧振變換器提出一種基于VF-PS混合控制方法，使CLL諧振變換器正向工作時實現了寬電壓增益范圍和高效率傳輸。但CLL諧振變換器反向工作時，它的電壓增益特性與串聯諧振變換器相同，電壓增益不大于1，這種特性使得CLL諧振變換器失去了反向升壓能力，因此CLL諧振變換器也不能實現功率雙向傳輸[15]。

綜合上述分析，本文提出了一種基于VF-PS混合控制策略的雙向CLL諧振變換器。該變換器升壓時采用變頻控制，降壓時采用移相控制，既拓寬了電壓增益范圍，又實現了能量高效率傳輸。首先闡述雙向CLL諧振變換器拓撲結構；接著分別論述VF和PS控制原理及存在的不足；然后描述了新型VF-PS混合控制策略；最后，設計一臺500 W的樣機驗證新型VF-PS混合控制下雙向CLL諧振變換器的性能。

1 雙向CLL諧振變換器拓撲

圖1所示的雙向CLL諧振變換器由高壓側開關管S1～S4、諧振腔、低壓側開關管S5～S8、開關管的反并聯二極管D1～D8和寄生電容C1～C8、濾波電容Cf1和Cf2及負載電阻R1共同組成。其中諧振腔又由諧振電感Lm和Lr、輔助電感La、諧振電容Cr及變壓器T組成。Uin、Uo是變換器高低壓側輸入、輸出電壓。圖1所示的雙向CLL諧振變換器相較于文獻[15]中提出的LCLL拓撲，相同點皆是在CLL拓撲基礎上并聯添加一個輔助電感，不同點在于雙向CLL諧振變換器的諧振電感Lr處在高壓側，其優勢在于可以降低流過諧振電感Lr的諧振電流應力。

2 變換器變頻控制特性分析

2.1 變頻控制工作狀態

根據雙向CLL諧振變換器的諧振頻率fr和開關控制頻率fs的關系，變換器工作狀態可以分為fs [<] fr、fs [=] fr、fs [>] fr等3種情況。當開關頻率fs [≤] fr時，定義變換器為升壓模式；當開關頻率fs [>] fr時，定義變換器為降壓模式。以圖2給出的VF模式下變換器正向工作波形為例，此時能量從變換器高壓側流到低壓側。圖中同一橋臂開關管互補導通，即S1、S4同時導通，S2、S3同時導通。圖2中開關管S1、S4的導通區間[t0，t4]可分為如圖3所示的4個階段。

第1階段[t0，t1]：在t0時刻，S2和S3關閉，此時ICr = ILm。此階段C2、C3被ICr和ILa充電，C1、C4放電。而到t1時刻，寄生電容充放電結束，C2和C3電壓等于Uin，C1和C4電壓等于0。因諧振電流ICr此刻為負，即電流ICr流過D1和D4。電流路徑如圖3（a）所示。

第2階段[t1，t2]：在t1時刻，D1和D4導通，諧振電流ICr流經D1和D4回到電源端，為開關管S1和S4的零電壓開通（zero voltage switch，ZVS）作準備。從變壓器高壓側流出的剩余電流實現了能量正向傳輸，變壓器低壓側的電流繼續流過D5和D8。電流路徑如圖3（b）所示。

第3階段[t2，t3]：在t2時刻，S1和S4實現ZVS。此時La被輸入電壓Uin鉗位，諧振腔作為CLL網絡工作。這期間ICr和ILm的電流由負到正逐漸增大，電感Lr、Lm和電容Cr發生諧振，能量由變壓器高壓側傳輸到低壓側。電流路徑如圖3（c）所示。

第4階段[t3，t4]：在t3時刻，電容Cr和電感Lm產生諧振，即ICr = ILm，這使得變換器高壓側無能量傳遞到低壓側，因此，D5和D8因無電流經過而實現零電流關斷（zero current switch，ZCS）。電流路徑如圖3（d）所示。S2和S3導通的工作過程與上述分析過程類似，此處不再贅述。

2.2 變頻控制下變換器增益特性分析

雙向CLL諧振變換器在VF模式下，本文采用了傳統的基波分析法求解變換器的電壓增益。由于變換器正向能量傳輸時輔助電感La被電源端鉗位，不參與諧振過程，在計算正向電壓增益時可以忽略電感La。定義正向電壓增益Gf = nUo/Uin、反向電壓增益Gb = Uo/（nUin），其變頻控制下雙向CLL諧振變換器正反向歸一化電壓增益分別為：

[Gf_VFC=11-1（1+k1）f2n2+（1fn-fn）2（1+1k1）2Q2]，

（1）

[Gb_VFC=11+1k1+f2n-1k2f2n2+（1fn-fn）2（1+1k1）2Q2].

（2）

式中：歸一化頻率[fn=fs/fr]；品質因數Q =（1/Req）[Lm?Lr/[（Lm+Lr）?Cr]]，其中，Req為等效負載電阻，正向工作時Req_f = [8Rn2/π2]，反向工作時Req_b = [8R/π2]；電感比k1 = Lm/Lr，k2 = La/Lr。

雙向CLL諧振變換器正向工作時的主諧振頻率frf表達式如式（3）所示，式中Leq為等效諧振電感，其大小可表示為Leq [=] Lm[?]Lr[/]（Lm + Lr）。

[frf=12π?Leq?Cr=k1+1k1?12πLr?Cr]. （3）

根據文獻[15]，變換器反向工作時有2個諧振頻率，第一諧振頻率（主諧振頻率）frb1等于正向工作主諧振頻率frf，后續正反向主諧振頻率統一記為fr。第二諧振頻率不僅與Lm、Lr和Cr有關，還與輔助電感La有關，其表達式為：

[frb2=k1+1k1+k2+k1?k2?12πLr?Cr]. （4）

根據式（1）可得變換器正向電壓增益曲線如圖4所示，從圖4可知：雙向CLL諧振變換器與LLC變換器工作特性類似，但二者拓撲結構不同，歸一化頻率fn = 1時雙向CLL變換器的電壓增益為1.2，傳統LLC變換器電壓增益為1。根據純阻性曲線和fn = 1的關系[14]，將雙向CLL變換器電壓增益曲線劃分為3個工作區域。區域1：變換器高壓側開關管不具備ZVS特性，低壓側整流管則具備ZCS特性。區域2：變換器高壓側開關管具備ZVS特性，低壓側整流管具備ZCS特性。區域3：變換器高壓側開關管具備ZVS特性，而低壓側整流管不具備ZCS特性。

對比這3個區域可知，變換器工作在區域2時具備最佳的軟開關特性和寬增益范圍，而當變換器工作在區域3時，因為流經變換器整流二極管的電流是連續的，整流管失去了ZCS特性而使關斷損耗加大[16]。此外，由區域3可知，較窄的電壓增益范圍及較大的開關頻率變化范圍使得變換器的降壓能力較差。為了使變頻控制下變換器性能最優化，變換器工作時的開關頻率應控制在區域2。所以單獨采用變頻控制時，雙向CLL諧振變換器達不到高效率和寬增益的效果。根據式（2）可得如圖5所示的變換器反向電壓增益曲線。

圖5所示的反向增益曲線，當歸一化頻率fn=1時，可知電壓增益Gb與Gf互為倒數關系。同理，變換器的電壓增益曲線也可分為3個工作區域，且每個區域工作特性與正向完全相同。因此，變換器工作時的開關頻率處于區域2時工作狀態最佳，能滿足變換器高效率和寬增益要求。

3 變換器移相控制特性分析

3.1 移相控制工作狀態

以圖6給出的PS模式下變換器正向工作波形為例，圖中超前開關管S1、S2及滯后開關管S3、S4均互補導通。移相角為φ，移相比D = φ/π，D∈[0，1]。移相控制時變換器開關頻率固定，輸出電壓通過移相角來調節。圖6中開關管S2、S4導通區間[t0，t5]可分為如圖7所示的5個階段。

第1階段[t0，t1]：t0時刻開關管S3斷開，C3被ICr充電到Uin，C4放電到0。隨后D4導通，為S4準備ZVS開通條件。電流路徑如圖7（a）所示。

第2階段[t1，t2]：t1時刻S4實現ZVS開通，隨即D5、D8導通，Lm、Lr和Cr產生諧振，這期間變換器高壓側電流流向低壓側，實現了能量正向傳輸。電流路徑如圖7（b）所示。

第3階段[t2，t3]：t2時刻S1斷開，C1被ICr充電到Uin，C2則放電到0。隨后D2導通，S2準備ZVS開通，這期間變換器高壓側流出的剩余電流傳輸到低壓側。電流路徑如圖7（c）所示。

第4階段[t3，t4]：t3時刻S2實現ZVS開通。此時仍由Lm、Lr和Cr構成諧振網絡，這期間變換器高壓側流出的剩余電流傳輸到低壓側。電流路徑如圖7（d）所示。

第5階段[t4，t5]：這期間只有Lm和Cr產生諧振，且變換器高壓側無能量傳遞到低壓側。電流路徑如圖7（e）所示。S1和S3導通的工作過程與上述分析過程類似，此處不再贅述。

3.2 移相控制下變換器增益特性分析

由于傳統的基波分析法不再適合求解PS模式下雙向CLL諧振變換器的電壓增益，因此，本文采用能量守恒法[17]來求解雙向CLL諧振變換器PS模式下的電壓增益。根據3.1節的分析，變換器能量傳輸的主要階段在[t1，t2]期間，在此期間，輸入電流等于諧振電容電流ICr與輔助電感電流ILa之和，輸入電流關系式為：

[Iin（t）=ICr（t）+ILa（t）]. （5）

式中諧振電流ICr的表達式為：

[ICr（t）=Uin+UCr_max-k1nUok1+1sin（ωrt）Zr]. （6）

式中：[ωr]為諧振角頻率；[n]為變壓器匝比；特征阻抗[Zr=Leq/Cr]。根據電荷守恒可得到諧振電容最大電壓UCr_max：

[UCr_max=Po4?fs?Uin?Cr=U2oR1?14?fs?Uin?Cr]. （7）

式中：Po為輸出功率。在[t1，t2]期間，由于電感La被電源端鉗位，其兩端電壓等于Uin，ILa呈線性增長。因此，可以求得輔助電感電流ILa，其表達式為：

[ILa（t）=UinLa?t+C]. （8）

式中：C為一常數。再通過對輸入電流Iin的積分可求得平均輸入電流Iin_average：

[Iin_average=t1t2Iin（t）dt=t1t2ICr（t）dt+t1t2ILa（t）dt]. （9）

由于ILa在[t1，t2]上的積分為0，因此，平均輸入電流Iin_average可簡化為：

[Iin_average=t1t2ICr（t）dt=0π-φICr（t）dt]. （10）

根據能量守恒定律，忽略傳輸損耗，則輸入、輸出功率不變，所以輸入電流均值為：

[Iin_average=PinUin=PoUin=U2oR1?Uin]. （11）

結合式（6）、式（10）和式（11），PS模式下的電壓增益可表示為：

[GPSC= ?-（cosφ+1）k1+]

[2πQ（k1+1）2sin2φ+[（cosφ+1）k1]2]}/

[（k1+1）πQ（1-cosφ）]. （12）

根據式（12）可得到如圖8所示的電壓增益曲線。從圖8可知，PS模式下變換器通過移相角φ實現電壓寬范圍調整。但移相控制下變換器的電壓增益峰值不超過1.2倍，導致變換器升壓能力較差，只適用于雙向CLL諧振變換器降壓模式。

4 新型VF-PS混合控制策略

根據上述分析可知，雙向CLL諧振變換器單獨采用變頻控制時，其降壓能力較差；單獨采用移相控制時，其升壓能力較差。結合2種控制方法的各自優點，采用變頻-移相混合控制策略，可以很好地實現寬范圍調節能力。由第2節分析可知，VF模式下變換器具有良好的升壓能力和軟開關特性。由第3節分析可知，PS模式下變換器具有良好的降壓能力和軟開關特性。為了實現2種控制模式之間平穩切換，選擇PS模式下固定開關頻率等于VF模式下諧振頻率，即當φ為0時，PS模式下工作狀態與VF模式下諧振頻率點處的工作狀態完全相同。綜上所述，可以得到圖9所示的變頻-移相混合控制策略的電壓增益曲線。從圖9中可知，當歸一化頻率fn [≤] 1時，變換器工作在VF模式；當歸一化頻率fn [>] 1時，變換器立即跳轉到PS模式。

變換器閉環混合控制框圖如圖10所示，當負載切換或輸入電壓變化時，變換器可在VF模式和PS模式之間平穩切換。通過對雙向CLL諧振變換器輸出電壓Uo實時采樣，再與參考輸出電壓Uref做差，將差值傳遞至PI控制器。當fn [≤] 1時，雙向CLL諧振變換器工作在VF模式，通過PI控制器的輸出來調節開關頻率，再經過壓控振蕩器生成各開關驅動信號；當fn [>] 1時，雙向CLL諧振變換器工作在PS模式，通過PI控制器的輸出來控制移相角度，再生成各開關驅動信號，雙向CLL諧振變換器便實現了穩壓輸出。

5 變換器參數設計

5.1 變換器等效特征電感設計

無論VF模式還是PS模式，變換器的軟開關都是通過開關管的寄生電容充放電來實現的。由實現開關管的ZVS條件可知[14]：

[Iturn_off?tdead≥2Ceq?Uin]. （13）

式中：Ceq為開關管寄生電容大小；Iturn_off為變換器在fr處的關斷電流，其大小等于ICr和ILa之和；[tdead]為斷電時間。

由于輔助電感電流ILa的存在，使得開關管的關斷電流Iturn_off更大，這加速了寄生電容的充放電過程，更有利于開關管在極短的死區時間內實現ZVS。因此，輔助電感電流ILa對開關管的ZVS實現條件不會產生負面影響，可以只考慮ICr對開關管實現ZVS的影響，則Iturn_off為：

[Iturn_off=UinTs4?Lm+LrL2m=UinTs4Lp]. （14）

式中：Ts為主諧振頻率處對應的開關周期；Lp為等效特征電感，Lp[=L2m/（Lm+Lr）]。

當原邊前后橋臂開關管驅動信號之間無移相角度時，結合式（13）與式（14），可知原邊所有開關管ZVS實現條件：

[Lp≤Ts8tdeadCeq]. （15）

所以在設計VF-PS混合控制策略下的變換器參數時，應首先滿足式（15）。

對于移相控制，由圖6可知，Iturn_off（t2）為超前開關管S1在t2時刻的關斷電流，Iturn_off（t5）為滯后開關管S4在t5時刻的關斷電流。由前文的分析可知，Iturn_off（t2） [>] Iturn_off（t5）。又因開關管ZVS是通過關斷電流Iturn_off來實現的[18]，所以Iturn_off應足夠大，以保證開關管的寄生電容在tdead期間完全充放電。至此可以看出，滯后開關管相較于超前開關管更難實現ZVS。當滯后開關管關斷時，其Iturn_off表達式為：

[Iturn_off=UinTs4Lp?π-φmaxπ]. （16）

再結合式（13）與式（16），可得變換器滯后開關管實現ZVS的條件為：

[Lp≤Ts8tdeadCeqπ-φmaxπ]. （17）

對比式（15）和式（17）可知，變換器采用移相控制時，Lp只需滿足式（17）即可，即變換器應在高壓輕載情況下設計參數，如此前后橋臂開關管均可實現ZVS。根據圖8，假設φmax為最大移相角，再由式（17）可得到Lp的最大限值。又因為原邊電流有效值和傳輸損耗隨著Lp增大而減小，所以在式（17）等號成立時取Lp的值最佳[17]。

5.2 變換器諧振參數設計

根據實際需求，本文設計變換器高壓側額定電壓100 V，電壓范圍為80～120 V；低壓側額定電壓24 V，電壓范圍為20～28 V。

步驟1：確定電感比k1、k2和匝比n。圖11為VF模式電壓增益與電感比k1的關系。從圖11可以看出峰值增益隨k1增大而降低，因此k1不宜太大。又因諧振電容電壓應力及電感Lm造成的環流損耗隨k1減小而增大，因此k1不宜太小。綜合考慮，選取k1 = 5。

當變換器高壓側100 V輸入、低壓側24 V輸出時，此時變換器工作在諧振頻率點處，歸一化頻率fn = 1，根據式（1）可知，電壓增益為1.2。再根據定義的正向電壓增益表達式Gf = nUo/Uin，可求得變壓器匝數比n = 5。

根據式（2）可得如圖12所示的反向電壓增益與k2的關系曲線。從圖12可知：隨著k2的增大，電壓增益逐漸降低，且峰值增益點向左移動，但變換器的傳輸損耗會降低[15]。為了滿足變換器反向工作范圍足夠寬，且傳輸效率較高，折中考慮，選取k2 = 4。

步驟2：計算具體諧振元件參數。為了確保變換器在VF-PS混合控制下始終實現ZVS，變換器需要選擇合適的品質因數Q。此時根據文獻[18]提出的參數設計方案，可以求得Lm = 125 μH，Lr = 25 μH。由k2可計算得La = 100 μH，再由主諧振頻率fr = 80 kHz，根據式（3）可求得諧振電容Cr=190 nF。實驗具體使用的諧振元件參數，經測量近似于理論計算的值。

6 實驗驗證

為了驗證新型VF-PS混合控制策略下雙向CLL諧振變換器的性能，在實驗室設計了一臺500 W的實驗樣機。該樣機高壓側電壓范圍為80～120 V，低壓側電壓范圍為20～28 V。變換器具體的參數如表1所示。

圖13為變換器正向工作實驗波形。圖中Uo是變換器輸出電壓，Ugs4是變換器原邊滯后開關S4的驅動信號波形，Uds4則是其兩端電壓波形，ICr是諧振電容電流。從圖13（a）、（b）中可知，當輸入電壓不高于100 V時，VF模式下變換器開關S4實現了ZVS開通，開關頻率變化范圍窄且輸出電壓穩定在24 V。圖中顯示實際諧振頻率為75 kHz，這是由于實際選取的諧振參數的值與理論上的值存在細微的偏差。從圖13（c）中可知，當輸入電壓高于100 V時，PS模式下變換器開關S4可實現ZVS開通，輸出電壓穩定在24 V，且開關頻率固定等于諧振頻率75 kHz。實驗表明在寬輸入電壓范圍內，變換器實現了穩壓輸出和ZVS軟開關。

圖14為變換器反向工作波形。反向工作時，變換器的原副邊與正向工作時相反，Ugs8是變換器原邊滯后開關S8的驅動信號波形，Uds8則是其兩端電壓波形。從圖14（a）、（b）中可知，當輸入電壓不高于24 V時，VF模式下開關管S8實現了ZVS開通，輸出電壓能穩定在100 V，開關頻率變化范圍較窄。從圖14（c）中可知，當輸入電壓高于24 V時，PS模式下開關管S8仍可實現ZVS開通，且輸出電壓為100 V。實驗表明，該變換器反向工作也具有寬輸入電壓范圍，且實現了ZVS軟開關。

圖15為VF和PS 2種模式下120 V輸入、24 V輸出正向對比實驗結果。從圖15可知，2種模式下變換器開關管均可實現ZVS開通，但VF模式下開關頻率高達87 kHz，高出實際諧振頻率12 kHz，高開關頻率增加了開關損耗。因此，當變換器正向工作輸入電壓高于100 V時，采用PS控制的效果優于VF控制。反向工作時的對比實驗與正向類似，不再贅述。

圖16給出了變換器正向工作時在2種模式之間切換的過程。從圖16中可知，當輸入電壓由100 V跳變到120 V時，變換器將從VF模式切換到PS模式，此時輸出電壓出現2 V的小幅度波動，然后迅速調整到24 V穩定輸出。總體上，變換器實現了在2種模式之間平穩切換。反向工作時模式切換過程與正向類似，不再贅述。

圖17為負載突變時變換器動態響應波形，其中Io是負載電流。圖17（a）中變換器正向工作輸入電壓100 V，負載在200 W與400 W之間來回切換，輸出電壓出現3～4 V小幅度波動，然后迅速調整到24 V穩定輸出。圖17（b）中變換器反向工作輸入電壓24 V，負載在100 W與200 W之間來回切換，輸出電壓穩定在100 V，且無明顯波動現象。實驗表明，變換器在負載動態切換時，仍可以穩壓輸出。

7 結論

本文提出一種基于變頻-移相混合控制的雙向CLL諧振變換器。通過實驗驗證了控制策略的可行性，并得出以下結論：

1）該變換器實現了寬電壓范圍下的雙向功率傳輸，具有良好的升壓和降壓能力。

2）該變換器雙向工作都具有良好的軟開關特性和開關頻率變化范圍窄的優點。

3）該變換器采用的新型VF-PS混合控制策略簡單，易于實現。

參考文獻

[1] 王召杰，賓洋，羅文廣，等.燃料電池混合動力汽車可調雙向DC/DC變換器設計[J].廣西科技大學學報，2020，31（3）：37-44.

[2] BAL S，YELAVERTHI D B，RATHORE A K，et al.Improved modulation strategy using dual phase shift modulation for active commutated current-fed dual active bridge[J].Biochemical and Biophysical Research Communications，2018，33（9）：7359-7375.

[3] YONG H，LI X Q，WU X J，et al.Stability control design for TAB-based three-port bidirectional DC-DC converters in PV-battery grid-connected applications[C]//Conference of the IEEE Industrial Electronics Society，Singapore，2020：3469-3474.

[4] WEN H Q，XIAO W D，SU B.Nonactive power loss minimization in a bidirectional isolated DC-DC converter for distributed power systems[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2014，61（12）：6822-6831.

[5] 黃偉，羅文廣，黃丹.移相全橋變換器軟開關設計及效率優化[J].廣西科技大學學報，2019，30（3）：48-54.

[6] 曹靖，許建平，陳一鳴，等. PWM-PFM混合控制LCC諧振變換器研究[J].中國電機工程學報，2018，38 （12）：3629-3637.

[7] CHEN Y M，XU J P，GAO Y N，et al.Analysis and design of phase-shift pulse-frequency-modulated full-bridge LCC resonant converter[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2020，67（2）：1092-1102.

[8] CHEN Y M，XU J P，WANG Y，et al.A dual-carrier modulation technique for half-bridge resonant converter with wide soft switching range[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2019，66（1）：223-232.

[9] SHI F Y，LI R，YANG J T，et al.High efficiency bidirectional DC-DC converter with wide gain range for photovoltaic energy storage system utilization[C]//IEEE International Power Electronics and Application Conference and Exposition，Shenzhen，China，2018：1-6.

[10] LI R，SHI F Y.Control and optimization of residential photovoltaic power generation system with high efficiency isolated bidirectional DC-DC converter[J].IEEE Access，2019，7：116107-116122.

[11] LIAO Y F，XU G，SUN Y，et al.Single-stage DAB-LLC hybrid bidirectional converter with tight voltage regulation under DCX operation[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2020，68（1）：293-303.

[12] 繆哲語，仝昊，姚文熙，等.一種柔性多模態寬范圍全橋LLC變換器控制方法[J].中國電機工程學報，2022，42（2）：747-761.

[13] 楊玉崗，趙金升.高增益對稱雙向LCLC諧振變換器的研究[J].電工技術學報，2020，35（14）：3007-3017.

[14] 陶文棟，王玉斌，張豐一，等.雙向LLC諧振變換器的變頻-移相控制方法[J].電工技術學報，2018，33（24）：5856-5863.

[15] ZHANG Y，ZHANG D L，LI J，et al.Bidirectional LCLL resonant converter with wide output voltage range[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2020，35（11）：11813-11826.

[16] MA X C，WANG P，BI H K，et al.A bidirectional LLCL resonant DC-DC converter with reduced resonant tank currents and reduced voltage stress of the resonant capacitor[J].IEEE Access，2020，8：125549-125564.

[17] 何新安，周玉斐，盛倫輝.變頻移相混合式控制CLL諧振變換器[J].太陽能學報，2021，42（3）：299-304.

[18] 何新安.適用于寬輸入電壓場合的全橋CLL諧振變換器研究[D].南京：南京航空航天大學，2019.

Research on bidirectional CLL resonant converter with wide

voltage gain range

LI Shanshou1， CHU Jun*1， YE Wei2， XIA Hu1

（1. Key Laboratory of Intelligent Building and Building Energy Saving， Anhui Jianzhu University， Hefei 230022， China; 2. Anhui Nari-Jiyuan Power Grid Technology Co.， Ltd.， Hefei 230088， China）

Abstract： The bidirectional CLL resonant converter has the disadvantage of narrow voltage gain range under variable frequency or phase shift control. In order to realize that the bidirectional CLL resonant converter has a wide voltage gain range while the switching frequency changes in a small range， this paper analyzes the working principle of the bidirectional CLL resonant converter under the variable frequency and phase shift control modes. Based on the advantages and disadvantages of variable frequency and phase shift control， a hybrid control method of variable frequency boosting and phase shifting bucking is proposed. Under this control strategy， the converter not only achieves stable output in bidirectional operation， but also achieves great buck-boost capability and soft-switching characteristics. Finally， a 500 W experimental prototype is designed to verify the performance of the bidirectional CLL resonant converter under hybrid control. The experimental results verify the feasibility of the converter control strategy and the superiority of the buck-boost capability.

Key words： bidirectional CLL resonant converter; variable frequency control; phase shift control; soft switching characteristics; gain characteristics

（責任編輯：黎 婭）