跨金屬厚壁的視頻超聲無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)

崔紅濤 曹自平 孫超林

(南京郵電大學(xué)通信與信息工程學(xué)院 南京 210003)

0 引言

厚壁密閉金屬腔體是一類(lèi)典型的國(guó)防和工業(yè)特種裝備，它使得腔內(nèi)高溫、高壓、甚至高爆炸和高輻射性環(huán)境能夠安全地與外界隔絕。實(shí)際應(yīng)用中為不降低這類(lèi)裝備的力學(xué)強(qiáng)度，通常希望盡可能不在腔體上開(kāi)孔甚至開(kāi)窗，但這導(dǎo)致利用常規(guī)技術(shù)對(duì)腔內(nèi)狀態(tài)進(jìn)行實(shí)時(shí)監(jiān)控變得極為困難[1]。一直以來(lái)，無(wú)線(xiàn)監(jiān)控是以電磁波為通信載體進(jìn)行信號(hào)無(wú)線(xiàn)傳輸，而密閉金屬腔體卻會(huì)對(duì)電磁波形成屏蔽效應(yīng)[2?3]。另一方面，對(duì)于超聲波而言，金屬是其良好傳輸媒介，較低功率的超聲波在金屬中傳播距離可達(dá)數(shù)米之遙，因此以超聲波為通信載體進(jìn)行跨厚壁金屬的無(wú)線(xiàn)實(shí)時(shí)監(jiān)控完全具有可行性[4?7]。

跨金屬超聲無(wú)線(xiàn)通信技術(shù)的研究在可查文獻(xiàn)上可追溯至2000 年Hobart 等[8]的工作，盡管他們沒(méi)有給出通信速率方面的數(shù)據(jù)，但立即吸引大量研究者在這一領(lǐng)域持續(xù)跟進(jìn)。在早期階段，相關(guān)報(bào)道集中于采用二進(jìn)制啟閉鍵控(On-offkeying,OOK)、相移鍵控(Phase-shift keying,PSK)和頻移鍵控(Frequency-shift keying,FSK)常規(guī)調(diào)制方法，通信速率在數(shù)百bit/s 至數(shù)十kbit/s 之間[9]。隨著正交頻分多路復(fù)用(Orthogonal frequency division multiplexing,OFDM)技術(shù)的興起，該技術(shù)逐漸被引入超聲跨金屬通信領(lǐng)域，在2010年前后通信速率實(shí)現(xiàn)了Mbit/s 量級(jí)[10]。但研究者們很快發(fā)現(xiàn)，由于OFDM對(duì)頻偏敏感和峰均功率比高，基于該技術(shù)的跨金屬超聲通信系統(tǒng)較難穩(wěn)定工作以及較難實(shí)現(xiàn)低功耗化。在2014年，余紫瑩等[11]開(kāi)始探索基于單載波頻域均衡(Single carrier frequency-domain equalization,SC-FDE)的跨金屬超聲通信，隨后他們實(shí)現(xiàn)了1.3 Mbit/s 的通信速率，在一定程度上避免了OFDM 技術(shù)的不足。現(xiàn)階段，高速跨金屬超聲通信的研究基本上可歸納為兩類(lèi)：OFDM 型和SC-FDE型。

需要指出的是，盡管前人在跨金屬超聲通信領(lǐng)域取得了豐碩成果，但作為高速通信重要應(yīng)用場(chǎng)景的視頻無(wú)線(xiàn)傳輸在本領(lǐng)域還鮮見(jiàn)報(bào)道。迄今為止，前人研究工作基本上基于信號(hào)發(fā)生器、信號(hào)分析儀和示波器等專(zhuān)用通信測(cè)試儀器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，而這往往離實(shí)際應(yīng)用還有較大距離。基于以上原因，本論文嘗試采用不同于SC-FDE 的單載波時(shí)域均衡(Single carrier time-domain equalization,SC-TDE)進(jìn)行跨厚壁金屬的超聲視頻無(wú)線(xiàn)傳輸。與SC-FDE 相比，SC-TDE實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、占用的邏輯資源更小[12]，因此更有利于在小型設(shè)備上以較低功率搭建可用的通信系統(tǒng)。

1 跨金屬壁通信方案

跨金屬壁超聲通信通道結(jié)構(gòu)如圖1 所示，由金屬壁及位于其兩側(cè)正對(duì)的超聲波換能器組成。其中，兩個(gè)超聲換能器采用材料為PZT5 的圓形壓電片制作而成，中心頻率為10 MHz，直徑為13 mm，中間用50 mm厚的鋁板金屬壁分開(kāi)。在每個(gè)換能器和金屬壁之間是一層耦合劑凝膠，旨在提高各組件之間的聲功率傳輸效率[13]。

圖1 超聲通信通道結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of ultrasonic communication channel

1.1 發(fā)送端

系統(tǒng)發(fā)送端結(jié)構(gòu)如圖2 所示，現(xiàn)場(chǎng)可編程邏輯門(mén)陣列(Field programmable gate array,FPGA)通過(guò)串行攝像頭控制總線(xiàn)(Serial camera control bus,SCCB)協(xié)議配置攝像頭的寄存器，配置圖像分辨率為VGA(640×480)，一幅圖像由307200個(gè)像素點(diǎn)組成，像素點(diǎn)數(shù)據(jù)格式為RGB565。為了解決攝像頭的采集圖像速率和發(fā)送數(shù)據(jù)速率不一致的問(wèn)題，系統(tǒng)加入了一片容量256 Mbit 的同步動(dòng)態(tài)隨機(jī)存儲(chǔ)器(Synchronous dynamic random access memory,SDRAM)作為圖像數(shù)據(jù)的緩存器。FPGA將圖像數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)SDRAM 的緩存后，對(duì)每一個(gè)像素點(diǎn)的數(shù)據(jù)中加入起始位、同步位、校驗(yàn)位、停止位和保護(hù)間隔位，像素點(diǎn)的數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)如圖3 所示。然后FPGA配置數(shù)字振蕩器(Numerically controlled oscillator,NCO)IP 核產(chǎn)生頻率為10 MHz 的載波信號(hào)，通過(guò)OOK調(diào)制方式將圖像數(shù)據(jù)調(diào)制為數(shù)字帶通信號(hào)，經(jīng)過(guò)D/A 轉(zhuǎn)換電路和信號(hào)放大電路驅(qū)動(dòng)發(fā)送端超聲換能器。發(fā)送端超聲換能器由逆壓電效應(yīng)將電信號(hào)轉(zhuǎn)換為超聲波信號(hào)，穿透金屬厚壁到達(dá)接收端。

圖2 系統(tǒng)發(fā)送端結(jié)構(gòu)Fig.2 Structure of the system sender

圖3 像素點(diǎn)的數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)Fig.3 Data structure of pixels

1.2 接收端

系統(tǒng)接收端結(jié)構(gòu)如圖4 所示，接收端超聲換能器由正壓電效應(yīng)將接收到的超聲波信號(hào)轉(zhuǎn)換為電信號(hào)，經(jīng)過(guò)信號(hào)放大電路、模擬帶通濾波電路和A/D轉(zhuǎn)換電路傳輸給接收端FPGA。FPGA將接收到的信號(hào)經(jīng)過(guò)自適應(yīng)時(shí)域均衡器消除超聲回波信號(hào)，然后將數(shù)字調(diào)制信號(hào)解調(diào)為數(shù)字基帶信號(hào)，經(jīng)過(guò)SDRAM的緩存后驅(qū)動(dòng)VGA顯示器顯示圖像。

圖4 系統(tǒng)接收端結(jié)構(gòu)Fig.4 Structure of system receiver

設(shè)計(jì)完成的系統(tǒng)實(shí)物如圖5 所示，其中，系統(tǒng)主控制器FPGA 采用Altera 公司的Cyclone IV E 系列的EP4CE16F17C8 芯片。攝像頭采用Omni Vision 公司生產(chǎn)的OV7725。D/A 轉(zhuǎn)換電路采用轉(zhuǎn)換速率125 MHz 的高速轉(zhuǎn)換芯片AD9708，A/D轉(zhuǎn)換電路采用轉(zhuǎn)換速率32 MHz 的高速轉(zhuǎn)換芯片AD9280。信號(hào)放大電路采用高速運(yùn)放ADA4870芯片，最大輸出電壓±20 V，用于放大由FPGA 產(chǎn)生的數(shù)字調(diào)制信號(hào)。

圖5 系統(tǒng)實(shí)物圖Fig.5 Physical drawing of system

2 回波消除技術(shù)

測(cè)試的信道脈沖響應(yīng)波形如圖6 所示。將FPGA 產(chǎn)生的單脈沖激勵(lì)信號(hào)加載在發(fā)送端超聲換能器上，激勵(lì)壓電晶片發(fā)出超聲波信號(hào)，經(jīng)金屬信道的傳輸衰減，采用數(shù)字示波器Agilent 2012A采集信號(hào)波形。可以看出除主脈沖響應(yīng)信號(hào)外還有幾個(gè)超聲波回波產(chǎn)生，回波效應(yīng)對(duì)超聲波的影響非常明顯，它是導(dǎo)致超聲波通信誤碼率較高的主要因素之一[14]。為實(shí)現(xiàn)超聲波高速通信，系統(tǒng)采用基于SC-TDE技術(shù)的自適應(yīng)時(shí)域均衡器消除回波。

圖6 信道的脈沖響應(yīng)Fig.6 Impulse response of channel

2.1 基于符號(hào)LMS的自適應(yīng)時(shí)域均衡器

在利用FPGA 構(gòu)建自適應(yīng)時(shí)域均衡器的過(guò)程中，考慮到運(yùn)算量和硬件資源等因素，系統(tǒng)采用符號(hào)最小均方(Least mean square,LMS)算法來(lái)實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)時(shí)域均衡器。符號(hào)LMS 算法是LMS 算法的簡(jiǎn)化，它只給出梯度迭代的方向，而不給出具體的梯度值，因此運(yùn)算量更少，運(yùn)算速度更快[15]。算法的運(yùn)算步驟為

其中，輸出信號(hào)y(n)等于濾波器系數(shù)向量w(n)與輸入信號(hào)x(n)的卷積。而濾波器系數(shù)向量不斷根據(jù)誤差信號(hào)e(n)更新，誤差信號(hào)為期望信號(hào)d(n)與實(shí)際輸出信號(hào)y(n)的差，sign[e(n)]是對(duì)e(n)取符號(hào)運(yùn)算，μ為加權(quán)向量更新時(shí)的步長(zhǎng)因子。

2.2 自適應(yīng)時(shí)域均衡器的硬件實(shí)現(xiàn)

自適應(yīng)時(shí)域均衡器的實(shí)現(xiàn)分為兩個(gè)階段。在自適應(yīng)訓(xùn)練階段，將未穿透金屬壁的系統(tǒng)發(fā)送端信號(hào)作為自適應(yīng)時(shí)域均衡器的期望信號(hào)，穿透金屬壁的信號(hào)作為輸入信號(hào)，訓(xùn)練獲得自適應(yīng)時(shí)域均衡器的濾波器系數(shù)。在工作階段，均衡器的系數(shù)保持不變，既能滿(mǎn)足對(duì)環(huán)境的適應(yīng)性，又可以減少計(jì)算量[14]。

基于自適應(yīng)時(shí)域均衡器實(shí)現(xiàn)過(guò)程中所需完成的各種操作，在FPGA 中相應(yīng)為其劃分不同模塊：卷積模塊、誤差計(jì)算模塊、系數(shù)更新模塊和控制模塊。其模塊框圖如圖7所示。

圖7 自適應(yīng)時(shí)域均衡器的FPGA 實(shí)現(xiàn)模塊框圖Fig.7 FPGA implementation block diagram of adaptive time domain equalizer

完成自適應(yīng)時(shí)域均衡器設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)后進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)測(cè)試，圖8(a)為超聲波信號(hào)穿透金屬壁均衡前的信號(hào)波形，信號(hào)有效值(Effective value,EV)為0.707 V，噪聲EV 為0.212 V，接收信噪比為10.46 dB。經(jīng)過(guò)自適應(yīng)時(shí)域均衡器后的波形如圖8(b)所示，信號(hào)EV 為0.636 V，噪聲EV 為0.0707 V，接收信噪比提高到19.08 dB，驗(yàn)證了自適應(yīng)均衡器能有效消除回波信號(hào)，提高接收信噪比。

圖8 均衡前后的信號(hào)波形Fig.8 Signal waveform before and after equalization

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

完成系統(tǒng)設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)后對(duì)該系統(tǒng)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)測(cè)試，使用Signal Tap 邏輯分析儀對(duì)接收端FPGA進(jìn)行在線(xiàn)仿真，得到的波形如圖9 所示。其中，首行的信號(hào)是A/D 轉(zhuǎn)換后的數(shù)據(jù)，依次經(jīng)過(guò)自適應(yīng)時(shí)域均衡器處理、數(shù)字整流、有限沖激響應(yīng)(Finite impulse response,FIR)數(shù)字低通濾波和判決之后最終輸出解調(diào)后的數(shù)據(jù)。從在線(xiàn)仿真圖中可以看出，F(xiàn)PGA 解調(diào)的數(shù)據(jù)和接收的波形一一對(duì)應(yīng)，驗(yàn)證了系統(tǒng)能夠?qū)邮盏臄?shù)據(jù)實(shí)現(xiàn)正確解調(diào)。

圖9 Signal Tap 邏輯分析儀在線(xiàn)仿真圖Fig.9 Online simulation diagram of signal tap logic analyzer

測(cè)試場(chǎng)景如圖5 所示，系統(tǒng)以DJ440-NB 型數(shù)控伺服雕刻機(jī)的控制設(shè)備和雕刻設(shè)備作為發(fā)送端攝像頭的拍攝對(duì)象。金屬厚度越厚信號(hào)衰減越大，誤比特率(Bit error rate,BER)越高[16]，穿透50 mm 和60 mm 鋁板接收端解調(diào)顯示的圖像分別如圖10 和圖11 所示。可以看出穿透50 mm 鋁板時(shí)圖像清晰，而穿透60 mm鋁板時(shí)圖像有失真。

圖10 穿透厚度50 mm 鋁板解調(diào)顯示的圖像Fig.10 Demodulate the displayed image through 50 mm thick aluminum plate

圖11 穿透厚度60 mm 鋁板解調(diào)顯示的圖像Fig.11 Demodulated the displayed image through 60 mm thick aluminum plate

表1 給出了穿透不同厚度鋁板得到的平均BER，在穿透60 mm 鋁板、傳輸速率為4 Mbit/s時(shí)，每幀圖像平均BER接近10?1，從圖11可以看出解調(diào)顯示的圖像有失真。在穿透50 mm 鋁板、傳輸速率為4 Mbit/s 時(shí)，每幀圖像平均BER 達(dá)到10?3，從圖11可以看出解調(diào)顯示的圖像清晰，是系統(tǒng)最佳工作狀態(tài)。

表1 穿透不同厚度鋁板得到的平均BERTable 1 Average BER obtained by penetrating aluminum plates with different thickness

4 結(jié)論

本論文基于普及型FPGA 芯片采用SC-TDE技術(shù)成功搭建了一套高速的跨金屬超聲無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)。該系統(tǒng)以工作頻率10 MHz 的PZT 超聲換能器作為超聲波發(fā)射端和接收端，以計(jì)算資源占用小的符號(hào)LMS 算法在FPGA 中構(gòu)建自適應(yīng)時(shí)域均衡器，搭載攝像頭進(jìn)行視頻現(xiàn)場(chǎng)采集，開(kāi)展了厚度50 mm鋁板雙側(cè)之間的實(shí)時(shí)視頻無(wú)線(xiàn)傳輸實(shí)驗(yàn)。結(jié)果表明該系統(tǒng)在穿透50 mm 厚鋁板時(shí)，自適應(yīng)時(shí)域均衡器能較好地消除超聲回波所引起的碼間干擾，接收信噪比由原來(lái)的10.46 dB 提高到19.08 dB，可以進(jìn)行實(shí)時(shí)性良好的視頻無(wú)線(xiàn)傳輸。由于整套通信系統(tǒng)未采用專(zhuān)用儀器設(shè)備和對(duì)計(jì)算資源占用較小，預(yù)期經(jīng)進(jìn)一步完善后可實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的便攜化和低功耗化，從而使之實(shí)用化成為可能。