模型預(yù)測(cè)直接功率控制光伏儲(chǔ)能雙向DC-DC變換器研究

劉國(guó)宏

(中國(guó)石化勝利油田分公司 東辛采油廠,山東 東營(yíng) 257000)

0 引 言

在能源產(chǎn)業(yè)中,太陽(yáng)能光伏發(fā)電由于其發(fā)電材料來(lái)源廣泛而占據(jù)極大比重[1],中國(guó)的陽(yáng)光電源、科華數(shù)據(jù)等企業(yè)在光伏發(fā)電儲(chǔ)能行業(yè)做出了卓越的貢獻(xiàn)。太陽(yáng)能光伏儲(chǔ)能系統(tǒng)將太陽(yáng)能轉(zhuǎn)化為電能,進(jìn)行能量的存儲(chǔ)和電能變換。

光伏儲(chǔ)能系統(tǒng)以蓄電池為儲(chǔ)能結(jié)構(gòu),在分布式電源進(jìn)行發(fā)電時(shí),直流母線端經(jīng)過(guò)雙向DC-DC變換器給蓄電池端充電;當(dāng)無(wú)光照等條件下需要蓄電池放電時(shí),蓄電池端經(jīng)過(guò)雙向DC-DC變換器向直流母線端輸送電能[2]。光伏儲(chǔ)能系統(tǒng)中雙向DC-DC變換器結(jié)構(gòu)常見(jiàn)形式為非隔離半橋式雙向DC-DC變換器,其良好的穩(wěn)態(tài)性能和快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能是保證蓄電池長(zhǎng)久工作和穩(wěn)定的儲(chǔ)能供能系統(tǒng)的必要條件。現(xiàn)階段許多智能控制算法均應(yīng)用在雙向DC-DC變換器的性能控制中。文獻(xiàn)[3-4]提出了一種模糊控制方式,實(shí)現(xiàn)了輸出電壓的超調(diào)抑制,減小了輸出電流的紋波,但是模糊控制率難以整定,控制結(jié)構(gòu)復(fù)雜;文獻(xiàn)[5]針對(duì)傳統(tǒng)PI控制器參數(shù)選擇困難的缺點(diǎn),提出模型預(yù)測(cè)控制(model predictive control, MPC)方法對(duì)三電平雙向DC-DC變換器進(jìn)行控制,實(shí)現(xiàn)了變換器性能的優(yōu)化。

文獻(xiàn)[6]為了解決氫燃料電池電動(dòng)汽車(chē)雙向DC-DC變換器動(dòng)態(tài)響應(yīng)不足和輸出電流紋波大的問(wèn)題,提出了一種帶有約束項(xiàng)優(yōu)化的MPC方法,優(yōu)化了變換器的動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能,但是在電流控制過(guò)程中優(yōu)化項(xiàng)的權(quán)重選擇難以確定;文獻(xiàn)[7]建立電動(dòng)汽車(chē)雙向DC-DC交錯(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)的電感電流預(yù)測(cè)模型,提出了帶有約束條件的價(jià)值函數(shù),并利用粒子群算法求解價(jià)值函數(shù)最優(yōu)解,使得系統(tǒng)具有更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和更小的電感電流紋波,但是通過(guò)實(shí)驗(yàn)分析可知需要花費(fèi)大量的計(jì)算來(lái)尋求粒子最優(yōu)位置,增大了處理器的計(jì)算量。現(xiàn)階段MPC以預(yù)測(cè)電流響應(yīng)為主,且?guī)в幸欢ǖ募s束條件,在此情況下對(duì)代價(jià)函數(shù)的尋優(yōu)將會(huì)增大處理器的計(jì)算量,且求得的最優(yōu)解可能不是全局最優(yōu)解[8-9]。在儲(chǔ)能系統(tǒng)雙向DC-DC變換器中,可以直接對(duì)變換器輸出功率進(jìn)行預(yù)測(cè),在改善變換器性能的同時(shí)避免了代價(jià)函數(shù)中權(quán)重的選擇,同時(shí)也減少了處理器計(jì)算量。

該文建立變換器功率模型,分析光伏儲(chǔ)能雙向DC-DC變換器的功率模型預(yù)測(cè)控制過(guò)程,改善變換器的動(dòng)態(tài)性能,避免代價(jià)函數(shù)以權(quán)重項(xiàng)的選擇,減少處理器計(jì)算量。

1 電路工作原理

雙向DC-DC電路如圖1所示,圖中:Vbat為蓄電池端電壓;R為直流母線等效電阻,其端電壓為Vbus;S1和S2為功率開(kāi)關(guān)管;D1和D2為反并聯(lián)二極管;C1和C2為輸入和輸出端濾波電容;L為功率電感,其電流為iL。雙向DC-DC變換器正向工作在升壓狀態(tài),蓄電池端向直流母線提供電能;反向工作在降壓狀態(tài),直流母線通過(guò)雙向DC-DC電路給蓄電池充電。

圖1 雙向DC-DC電路

以電感電流連續(xù)為例進(jìn)行分析,在正向升壓過(guò)程中,電路經(jīng)歷2個(gè)工作模式。正向工作過(guò)程中的驅(qū)動(dòng)信號(hào)及電感電流波形如圖2所示。

圖2 正向工作波形

模式1中,S1導(dǎo)通且D2和S2關(guān)斷,電感L儲(chǔ)能,輸出端電壓由C2提供,電感電流增大,此階段有

(1)

經(jīng)過(guò)離散化后可得

(2)

式中:iL(k)為k時(shí)刻電感電流;iL(k+1)為k+1時(shí)刻電感電流;Vbat(k)為k時(shí)刻蓄電池端電壓;Ts為采樣周期。

模式2中,D2導(dǎo)通且S1和S2關(guān)斷,電感L放能,電感電流減小,此時(shí)階段有

(3)

對(duì)式(3)離散化后可得

(4)

式中:Vbus(k)為k時(shí)刻直流母線端電壓。

正向過(guò)程斷續(xù)情況下,共3個(gè)工作模式,前2個(gè)模式與連續(xù)情況式一致。模式3中,電感電流為零值,蓄電池端與直流母線端無(wú)關(guān)聯(lián),相互之間無(wú)功率的交換過(guò)程。

在反向降壓過(guò)程中,電感電流連續(xù)工作下電路也經(jīng)歷2個(gè)工作模式,反向工作過(guò)程驅(qū)動(dòng)信號(hào)及電感電流波形如圖3所示。

圖3 反向工作波形

模式1中,S2導(dǎo)通且D1和S1關(guān)斷,電感L作為濾波原件,此階段電感電流增大,有

(5)

離散化式(5)后可得

(6)

模式2中,D1導(dǎo)通續(xù)流且S1和S2關(guān)斷,電感L的電流減小,此時(shí)階段有

(7)

對(duì)式(7)進(jìn)行離散化后可得

(8)

反向過(guò)程斷續(xù)情況下,同樣有3個(gè)工作模式,前2個(gè)模式與連續(xù)情況式一致。模式3中,電感電流為零值,蓄電池端與直流母線端無(wú)關(guān)聯(lián)。假設(shè)開(kāi)關(guān)管函數(shù)為

(9)

經(jīng)過(guò)以上分析可知,功率開(kāi)關(guān)管S1和S2對(duì)應(yīng)00、01、11這3種開(kāi)關(guān)狀態(tài),k+1的電感電流iL(k+1)能夠通過(guò)k時(shí)刻的電感電流iL(k)、蓄電池端電壓Vbat(k)和直流母線電壓Vbus(k)預(yù)測(cè)得到。

2 模型預(yù)測(cè)功率控制

(10)

電容C2在k+1時(shí)刻的電流為

(11)

根據(jù)基爾霍夫電流定律則可知輸出直流母線電流為

iR(k+1)=iL(k+1)+iC2(k+1)

(12)

因此可得正向工作過(guò)程中k+1時(shí)刻輸出功率為

Pboost(k+1)=|Vbus(k+1)iR(k+1)|

(13)

目標(biāo)輸出功率為

(14)

可得以功率控制為目標(biāo)時(shí),升壓過(guò)程代價(jià)函數(shù)為

(15)

(16)

電容C1在k+1時(shí)刻的電流為

(17)

因此可得反向工作過(guò)程中k+1時(shí)刻輸出功率為

Pbuck(k+1)=|Vbat(k+1)ibat(k+1)|

(18)

式中:ibat(k+1)為k+1時(shí)刻蓄電池充電電流。

反向工作時(shí)功率控制代價(jià)函數(shù)為

(19)

提出的模型預(yù)測(cè)直接功率控制流程圖如圖4所示,求得代價(jià)函數(shù)最優(yōu)解對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)管狀態(tài),實(shí)現(xiàn)輸出功率控制。建立代價(jià)函數(shù)過(guò)程中,避免了電流優(yōu)化過(guò)程中權(quán)重的抉擇,只優(yōu)化功率項(xiàng),減少了處理器的計(jì)算量。

圖4 模型預(yù)測(cè)功率控制流程圖

3 仿真實(shí)驗(yàn)

為了驗(yàn)證提出的光伏儲(chǔ)能雙向DC-DC變換器功率模型預(yù)測(cè)控制策略具有優(yōu)良的性能,在Matlab仿真軟件中搭建仿真模型進(jìn)行分析,仿真參數(shù)如表1所示。

表1 仿真參數(shù)Table 1 Simulation parameters

根據(jù)表1參數(shù)進(jìn)行仿真分析,直流母線端對(duì)蓄電池端供電時(shí),電路工作在降壓狀態(tài),仿真波形如圖5 所示。啟動(dòng)之初蓄電池端指令參考電流為100 A,在0.1 s時(shí)蓄電池指令參考電流突變切換到200 A。啟動(dòng)過(guò)程中,提出的模型預(yù)測(cè)直接功率控制比傳統(tǒng)PI控制具有更小的超調(diào)量;指令參考電流切換過(guò)程中,提出的控制方法也具有更快的響應(yīng),且不會(huì)出現(xiàn)正向超調(diào)。傳統(tǒng)PI控制和提出的控制方法均能使降壓電路得到穩(wěn)定的輸出直流靜態(tài)誤差小。

圖5 降壓過(guò)程工作波形

升壓過(guò)程中,蓄電池端向直流母線端供電,提出的模型預(yù)測(cè)直接功率控制與傳統(tǒng)PI控制電路仿真波形對(duì)比如圖6所示。電路啟動(dòng)時(shí)直流母線端負(fù)載電阻值為3 Ω半載啟動(dòng),提出的模型預(yù)測(cè)直接功率控制比傳統(tǒng)PI控制具有更小的超調(diào)量,二者的靜態(tài)誤差均很小;在0.1 s時(shí)負(fù)載直接突變切換到1.5 Ω達(dá)到額定滿載狀態(tài),提出的控制方法具有更快的響應(yīng),且正向超調(diào)更小,二者的輸出直流靜態(tài)誤差均很小。

圖6 升壓過(guò)程工作波形

為了進(jìn)一步驗(yàn)證提出的模型預(yù)測(cè)直接功率控制具有良好的性能,進(jìn)行了樣機(jī)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表2所示。電路選擇處理器為DSP數(shù)字處理器TMS320F28335。

表2 實(shí)驗(yàn)參數(shù)

正向升壓過(guò)程中,動(dòng)態(tài)切換實(shí)驗(yàn)波形如圖7所示。

圖7 升壓動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形對(duì)比

升壓過(guò)程中電路滿載啟動(dòng),電路穩(wěn)定后2種方法均能穩(wěn)定到參考給定值,由滿載向半載切換后,根據(jù)圖7可知,提出的控制方法動(dòng)態(tài)響應(yīng)更迅速,具有更小的超調(diào),二者均具有良好的穩(wěn)態(tài)性能。

反向降壓過(guò)程,動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形如圖8所示。提出的模型預(yù)測(cè)直接功率控制方法和傳統(tǒng)PI控制方法穩(wěn)態(tài)性能良好,均能在額定指令電流值一半處穩(wěn)定工作;在指令參考電流一半向額定值切換過(guò)程中,提出的控制方法動(dòng)態(tài)響應(yīng)迅速,且無(wú)超調(diào)出現(xiàn),傳統(tǒng)PI控制方法出現(xiàn)超調(diào)且動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間較長(zhǎng)。

圖8 降壓動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形對(duì)比

根據(jù)圖7和圖8可知,提出的模型預(yù)測(cè)直接功率控制方法與傳統(tǒng)PI控制方法比較,二者均具有良好的穩(wěn)態(tài)性能,但是提出的新方法能夠使得雙向DC-DC變換器具有更好的動(dòng)態(tài)性能。

4 結(jié) 語(yǔ)

創(chuàng)新性地提出一種應(yīng)用于光伏儲(chǔ)能雙向DC-DC變換器中的基于模型預(yù)測(cè)直接功率控制方法,以功率控制為目的,優(yōu)化目標(biāo)明確,避免了代價(jià)函數(shù)中多目標(biāo)優(yōu)化權(quán)重系數(shù)的選擇,簡(jiǎn)化了處理器的計(jì)算量。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,提出的方法相比于傳統(tǒng)的PI控制方法具有更快的響應(yīng)速度和更小的超調(diào)量,具有實(shí)際應(yīng)用意義。