北斗L/C 雙波段導(dǎo)航信號(hào)調(diào)制方式及性能評(píng)估

倪育德，易茉涵，劉瑞華

中國(guó)民航大學(xué) 電子信息與自動(dòng)化學(xué)院，天津 300300

目前L 波段（1 164～1 610 MHz）集中了衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)的大量信號(hào)［1］，這些信號(hào)的中心頻點(diǎn)完全重合或非常接近，各系統(tǒng)間的射頻干擾不可避免，引起導(dǎo)航信號(hào)的兼容性問(wèn)題［2］。北斗衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)（BeiDou Navigation Satellite System，BDS）在現(xiàn)有L 波段資源中的占有率明顯處于劣勢(shì)［3］，開(kāi)發(fā)新頻段是解決上述問(wèn)題的主要手段。

在2000 年召開(kāi)的世界無(wú)線電通信大會(huì)期間，C 波段中的CN頻段（5 010～5 030 MHz）被分配給導(dǎo)航衛(wèi)星下行信號(hào)使用［4］。CN波段信號(hào)具有很多優(yōu)點(diǎn)，其中較少的頻譜干擾和較低的電離層誤差尤為顯著，但總共20 MHz 的帶寬對(duì)發(fā)射信號(hào)功率有著非常嚴(yán)格的限制。

與單一頻點(diǎn)的衛(wèi)星導(dǎo)航相比，多頻系統(tǒng)可以縮短模糊度初始化時(shí)間，有效提高定位精度及可靠性，已成為高精度衛(wèi)星導(dǎo)航的發(fā)展方向［5］。然而，當(dāng)前多頻衛(wèi)星導(dǎo)航仍局限于L 波段內(nèi)多頻。盡管單獨(dú)使用C 波段信號(hào)難以超越L 波段信號(hào)的導(dǎo)航性能［6-8］，但C 波段與L 波段的大間隔雙頻段聯(lián)合使用不僅可以提高信號(hào)偽碼測(cè)距精度和授時(shí)性能，消除頻變誤差，還可以增加衛(wèi)星導(dǎo)航服務(wù)的多樣性，引入新業(yè)務(wù)［9］。此外，當(dāng)部分頻點(diǎn)受到干擾時(shí)，多頻信號(hào)仍可正常工作。可以預(yù)測(cè)多波段導(dǎo)航將成為下一代高精度衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)之一。

2008 年，歐洲宇航防務(wù)集團(tuán)的Schmitz-Peiffer 等總結(jié)了C 波段基線信號(hào)結(jié)構(gòu)的決策過(guò)程［10］，提到Galileo 研究小組曾將升余弦（Raised Cosine，RC）和 最 小 頻 移 鍵 控（Minimum Shift Keying，MSK）等眾多信號(hào)列為C 波段候選導(dǎo)航信號(hào)，但RC 時(shí)域波形并不具備恒包絡(luò)特性，經(jīng)高功率放大器后很容易造成非線性失真，而MSK 無(wú)法滿足C 波段嚴(yán)格的兼容性約束。同年，該研究小組成員在全面分析C 波段全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)（Global Navigation Satellite System，GNSS）信號(hào)調(diào)制后，提出將高斯最小頻移鍵控（Gaussian Minimum Shift Keying，GMSK）作為Galileo 導(dǎo)航系統(tǒng)精度與魯棒服務(wù)以及公共特許服務(wù)的信號(hào)基線［11］。GMSK 雖然具有較好的頻譜抑制能力，但高斯濾波器加大了接收機(jī)處理復(fù)雜度，且無(wú)法實(shí)現(xiàn)跟蹤性能最優(yōu)。在對(duì)C 波段導(dǎo)航展開(kāi)研究的同時(shí)，國(guó)外也有許多學(xué)者提出L/C雙波段導(dǎo)航的可能性。2002 年，慕尼黑聯(lián)邦武裝部隊(duì)大學(xué)的Irsigler 等分析了C 波段用于衛(wèi)星導(dǎo)航的優(yōu)缺點(diǎn)，并在結(jié)論部分設(shè)想未來(lái)或許可以將C 波段和L 波段信號(hào)進(jìn)行結(jié)合［12］；2008 年，歐洲航天局分析了未來(lái)GNSS 衛(wèi)星攜帶L 波段和C 波段載荷的潛在優(yōu)勢(shì)，以及將這2 個(gè)波段信號(hào)在硬件上結(jié)合的可實(shí)現(xiàn)性［10］；同年，慕尼黑工業(yè)大學(xué)的Henkel 等將L 波段和C 波段進(jìn)行聯(lián)合編碼和載波相位線性組合，有效抑制電離層延遲誤差［13］。

國(guó)內(nèi)對(duì)C波段導(dǎo)航的研究起步稍晚。2012年，清華大學(xué)的朱亮等針對(duì)北斗系統(tǒng)C 波段信號(hào)設(shè)計(jì)問(wèn)題，提出基于橢圓球面波函數(shù)的信號(hào)設(shè)計(jì)方案［14］；2016 年，上海交通大學(xué)的劉美紅將最小頻移鍵控脈沖二進(jìn)制編碼符號(hào)（Minimum Shift Keying-Binary Code Symbol，MSK-BCS）調(diào) 制用于C 波段導(dǎo)航［15］；2019 年，華中科技大學(xué)的夏軒提出一種基于相位調(diào)制的高譜效恒包絡(luò)調(diào)制技術(shù)［16］，通過(guò)將I、Q 支路相對(duì)時(shí)延和碼片波形聯(lián)合優(yōu)化來(lái)降低信號(hào)帶外功率。近年來(lái)，國(guó)內(nèi)也有一些研究將目光聚集在多波段導(dǎo)航。2014 年，上海交通大學(xué)牛滿倉(cāng)對(duì)L、C、S 頻段GNSS 系統(tǒng)內(nèi)和系統(tǒng)間信號(hào)進(jìn)行兼容評(píng)估［17］，并分析了MSKBCS 在C 頻段、一般化二進(jìn)制偏移載波調(diào)制在S 頻段的兼容性表現(xiàn)；2018 年，哈爾濱工程大學(xué)的孫巖博等［18-19］建立L、S 和C 波段多頻測(cè)量值組合模型，設(shè)計(jì)連續(xù)相位調(diào)制（Continuous Phase Modulation，CPM）在不同波段中的實(shí)現(xiàn)方案。

可以看出，國(guó)外C 波段導(dǎo)航的理論體系較為成熟，但對(duì)L/C 雙波段導(dǎo)航的研究很少，研究的公開(kāi)報(bào)道都停留在2010 年以前，且并未深入到調(diào)制方式的研究；國(guó)內(nèi)雖有雙波段導(dǎo)航的研究報(bào)道，但調(diào)制方式還在初步探索階段，仍有大量挖掘空間。

信號(hào)調(diào)制方式可分為有記憶調(diào)制和無(wú)記憶調(diào)制。目前L 波段GNSS 調(diào)制方式均為無(wú)記憶的，主要有二進(jìn)制相移鍵控（Binary Phase Shift Keying，BPSK）、正交相移鍵控、二進(jìn)制偏移載波（Binary Offset Carrier，BOC）及其衍生方案和復(fù)用BOC 調(diào)制技術(shù)。無(wú)記憶調(diào)制中相鄰碼元的跳變會(huì)引起信號(hào)的相位突變，導(dǎo)致信號(hào)功率譜旁瓣較大，難以滿足C 波段導(dǎo)航嚴(yán)格的帶外功率限制［20］。而有記憶調(diào)制中的CPM 調(diào)制由于相位連續(xù)、旁瓣衰減快、頻帶利用率高等優(yōu)點(diǎn)成為L(zhǎng)/C雙波段導(dǎo)航信號(hào)調(diào)制的首選。

2002 年，加拿大韋仕敦大學(xué)的Tasadduq 和Rao 將正交頻分復(fù)用（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM）引入CPM［21］，利用CPM 的相位相關(guān)性降低OFDM 的誤碼率。目前，有關(guān)OFDM-CPM 聯(lián)合調(diào)制技術(shù)的研究大多集中于接收機(jī)性能優(yōu)化，如降低誤碼率、峰均比等，還未發(fā)現(xiàn)有關(guān)衛(wèi)星導(dǎo)航使用該調(diào)制方式且進(jìn)行導(dǎo)航性能評(píng)估研究的公開(kāi)報(bào)道。

鑒于GNSS 信號(hào)主要集中在頻譜資源緊張的L 波段，其帶內(nèi)干擾和帶外發(fā)射會(huì)對(duì)同波段信號(hào)與服務(wù)的工作質(zhì)量產(chǎn)生較大影響，L 波段無(wú)線頻譜兼容性問(wèn)題十分突出；C 波段與微波著陸系統(tǒng)（Microwave Landing System，MLS）頻段和射電天文業(yè)務(wù)（Radio Astronomy Service，RAS）頻段相鄰，易產(chǎn)生頻譜干擾，因此C 波段導(dǎo)航信號(hào)功率必須具有較少的頻譜泄露和較低的帶外輻射，其狹窄的帶寬更是對(duì)信號(hào)的頻帶利用率有著極高要求。因?yàn)槟壳癓 波段調(diào)制方式已經(jīng)固定，若要在L/C 波段上增加新調(diào)制信號(hào)用于雙波段導(dǎo)航，為降低多模接收機(jī)的設(shè)計(jì)復(fù)雜度，探索一種頻譜性能更佳的通用調(diào)制方式更具現(xiàn)實(shí)意義。OFDM 信號(hào)各子載波之間的正交性允許子信道的頻譜相互重疊，可以最大限度利用頻譜資源；CPM 的相位連續(xù)性使信號(hào)帶外輻射低，對(duì)鄰道干擾較小，頻譜利用率高，因此二者結(jié)合的OFDM-CPM 聯(lián)合調(diào)制方式無(wú)疑與L/C 波段信號(hào)的頻譜要求十分契合。在性能方面，OFDM 具有優(yōu)良的抗多徑衰落能力；CPM 相位連續(xù)的特點(diǎn)使相鄰OFDM 符號(hào)之間具有相關(guān)性，降低了OFDM-CPM 系統(tǒng)的誤碼率，其恒定包絡(luò)可使功率放大器工作在飽和狀態(tài)，功率利用率更高；該聯(lián)合調(diào)制方式可以靈活調(diào)整子載波的功率和頻點(diǎn)分布，易與其他系統(tǒng)兼容，具備多波段和多頻點(diǎn)的部署能力。因此本文提出將OFDM-CPM 聯(lián)合調(diào)制應(yīng)用于L/C 北斗衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)。

根據(jù)OFDM-CPM 信號(hào)功率譜特性，初選出調(diào)制指數(shù)h=0.5、關(guān)聯(lián)長(zhǎng)度L 與OFDM-CPM 符號(hào) 數(shù) 一 致 的“OFDM-CPM（15）”和“OFDMCPM（10）”信號(hào)，分別作為BDS L 波段和C 波段的導(dǎo)航信號(hào)，然后對(duì)其基礎(chǔ)導(dǎo)航性能指標(biāo)，如兼容性、碼跟蹤精度、抗多徑性能等進(jìn)行評(píng)估，最后通過(guò)仿真結(jié)果對(duì)比分析得出所選信號(hào)的優(yōu)勢(shì)，為未來(lái)BDS L/C 雙波段導(dǎo)航信號(hào)體制的設(shè)計(jì)提供新的選擇。

1 OFDM-CPM 信號(hào)模型及L/C 波段導(dǎo)航信號(hào)初選

1. 1 CPM 調(diào)制

CPM 調(diào)制是一類參數(shù)可配置調(diào)制方案的總稱，具有包絡(luò)恒定、相位連續(xù)、功率和頻帶利用率高等優(yōu)點(diǎn)，尤其適用于采用非線性功率放大器的衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)［22］。

CPM 的時(shí)域表達(dá)式為［23］

式 中：E 為符號(hào)能量；T 為符 號(hào) 周 期；fc為 載 波 頻率；φ0為初始相位； α=[ αi]=[ α0，α1，… ]為發(fā)送的M 進(jìn)制的信息序列；φ(t，α)為t 時(shí)刻攜帶信息的載波相位函數(shù)。

φ(t，α)第n 個(gè)符號(hào)間隔的表達(dá)式為

式 中：αi∈{±1，±3，…，±(M-1)}，M 為 進(jìn) 制數(shù)；hi為調(diào)制指數(shù)，一般取有理數(shù)，令hi=p v（p，v為互質(zhì)整數(shù)）；q(t)為相位脈沖函數(shù)。

q(t)是一個(gè)連續(xù)單調(diào)函數(shù)，即

式中：L 為關(guān)聯(lián)長(zhǎng)度；g(t)為頻率脈沖函數(shù)。雖然g(t)是不連續(xù)的，但對(duì)其積分q(t)卻是連續(xù)的，這也決定了調(diào)制信號(hào)相位φ(t，α)的連續(xù)性。

如果對(duì)所有的i，均有hi=h，即調(diào)制指數(shù)對(duì)所有符號(hào)是固定的，則稱該CPM 為單一調(diào)制指數(shù)CPM（Single-h CPM）；反之，若調(diào)制指數(shù)從一個(gè)符號(hào)到另一個(gè)符號(hào)發(fā)生變化，則為多重調(diào)制指數(shù)CPM（Multi-h CPM）。若無(wú)特殊說(shuō)明，CPM一般都指Single-h CPM。

1. 2 OFDM-CPM 聯(lián)合調(diào)制

OFDM-CPM 聯(lián)合調(diào)制系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)框圖如圖1所示。圖1 中，bi(i=0，1，…)是傳輸速率為1 Tb的輸入比特序列，經(jīng)過(guò)串并轉(zhuǎn)換后成為數(shù)據(jù)塊ak，p，每個(gè)數(shù)據(jù)塊的大小和子載波數(shù)均為N，數(shù)據(jù)塊個(gè)數(shù)（也稱“符號(hào)數(shù)”）為M。

圖1 OFDM-CPM 聯(lián)合調(diào)制系統(tǒng)Fig.1 OFDM-CPM combined modulation system

ak，p的定義如下

式中：k=1，2，…，M 表示第k 個(gè)OFDM-CPM 數(shù)據(jù)塊；p=0，1，…，N-1 表示此數(shù)據(jù)塊中的子載波序號(hào)。

ak，p經(jīng)過(guò)CPM 映射器的預(yù)調(diào)制后轉(zhuǎn)化為復(fù)數(shù)信號(hào)ck，p，其中CPM 預(yù)調(diào)制器的定義如下

式中：h 為CPM 映射器的調(diào)制指數(shù)，0＜h＜1；φ0為初相，一般情況下可置0。

由CPM 映射器的定義可得以下結(jié)論：信號(hào)相位θk，p是當(dāng)前信號(hào)以及之前所有的信號(hào)共同累加的結(jié)果，使得CPM 信號(hào)相位具有連續(xù)性和記憶特性，為接收信號(hào)的準(zhǔn)確解調(diào)提供了依據(jù)；所有的復(fù)數(shù)星座點(diǎn)ck，p均在單位圓上，即信號(hào)幅度是恒定不變的。

ck，p經(jīng) 過(guò) 快 速 傅 里 葉 逆 變 換（Inverse Fast Fourier Transform，IFFT）后得到XM，N，表達(dá)式為

為最大限度消除符號(hào)間干擾，還需在每個(gè)OFDM-CPM 數(shù)據(jù)塊之間插入保護(hù)間隔，其長(zhǎng)度一般要大于無(wú)線信道的最大時(shí)延擴(kuò)展，這樣一個(gè)符號(hào)的多徑分量就不會(huì)對(duì)下一個(gè)符號(hào)造成干擾。然而在這種情況下，由于多徑傳播的影響，會(huì)產(chǎn)生信道間干擾（Inter-Channel Interference，ICI），即子載波之間的正交性被破壞，不同子載波之間產(chǎn)生干擾。為了消除ICI，OFDM-CPM 符號(hào)需要在其保護(hù)間隔內(nèi)填入循環(huán)前綴信號(hào)，這樣就可保證在FFT 運(yùn)算時(shí)間長(zhǎng)度內(nèi)，多徑時(shí)延造成的影響不會(huì)延伸到下一個(gè)符號(hào)。

將XM，N轉(zhuǎn) 換 為M 行，N 列 矩 陣，以Xk，p中 第i個(gè) 數(shù)據(jù)塊Xi，p為例

式中：xi，p為第p 個(gè)子載波傳輸?shù)男畔ⅰ?/p>

添加循環(huán)前綴如下

式 中：hin，m為從第n 個(gè)子 載 波xi，p提 取 的 第m 個(gè) 數(shù)據(jù)；Tg為保護(hù)間隔長(zhǎng)度。

所有的Hk，p并行傳輸，即

Hk，p進(jìn)入脈沖整形濾波器，即

式中：L 為關(guān)聯(lián)長(zhǎng)度；T=NTb是OFDM-CPM 的符號(hào)間隔。

當(dāng)關(guān)聯(lián)長(zhǎng)度L=1 時(shí)，OFDM-CPM 為全響應(yīng)信號(hào)，輸入的數(shù)據(jù)序列只影響當(dāng)前信號(hào)周期內(nèi)的相位變化；當(dāng)L＞1 時(shí)為部分響應(yīng)信號(hào)，當(dāng)前輸入數(shù)據(jù)序列不僅影響當(dāng)前符號(hào)的相位，還將影響接下來(lái)的L－1 個(gè)符號(hào)的相位。因此關(guān)聯(lián)長(zhǎng)度L與符號(hào)數(shù)有關(guān)，最大值與符號(hào)數(shù)一致。

1. 3 L/C 波段OFDM-CPM 信號(hào)初選

OFDM-CPM 信號(hào)并不是指單一的某個(gè)信號(hào)，而是一個(gè)龐大的信號(hào)族。通過(guò)選擇不同的調(diào)制指數(shù)h 和關(guān)聯(lián)長(zhǎng)度L 可以獲得不同子類的OFDM-CPM 信號(hào)，根據(jù)不同系統(tǒng)性能要求選取最佳調(diào)制參數(shù)組合。鑒于L/C 波段對(duì)頻譜兼容性要求較高，應(yīng)優(yōu)先選擇功率譜滾降較快、旁瓣幅度較小的信號(hào)。

OFDM-CPM 基帶信號(hào)歸一化功率譜密度GOFDM-CPM( f)為

式中：N 為子載波數(shù)；gi為Gk，p進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換后的比特序列；fp為第p 個(gè)子載波頻率。

圖2 展示了調(diào)制指數(shù)h 對(duì)OFDM-CPM 信號(hào)功率譜特性的影響。由于h 的取值范圍為0＜h＜1，在進(jìn)行大量實(shí)驗(yàn)對(duì)比之后，初篩出h 為0.25、0.5 和0.8。可以看出，h=0.5 時(shí)信號(hào)的功率譜密度旁瓣幅度最低，因此選取h=0.5 作為OFDM-CPM 信號(hào)的調(diào)制指數(shù)。

圖2 調(diào)制指數(shù)h 對(duì)OFDM-CPM 信號(hào)功率譜特性的影響Fig.2 Influence of modulation index h on power spectrum characteristics of OFDM-CPM signals

圖3為關(guān)聯(lián)長(zhǎng)度L 對(duì)OFDM-CPM 信號(hào)功率譜特性的影響。當(dāng)h=0.5 時(shí)，選取關(guān)聯(lián)長(zhǎng)度L 分別 為1、5、10、64（64 是 所 設(shè)OFDM-CPM 符 號(hào)數(shù)）的信號(hào)功率譜密度進(jìn)行對(duì)比。L 越大，信號(hào)功率譜旁瓣越低、振蕩越小，當(dāng)L 達(dá)到最大值64 即與所設(shè)OFDM-CPM 符號(hào)數(shù)一致時(shí)，功率譜滾降最快、旁瓣振蕩幅度最小，因此選取L=64 作為OFDM-CPM 信號(hào)的關(guān)聯(lián)長(zhǎng)度。

圖3 關(guān)聯(lián)長(zhǎng)度L 對(duì)OFDM-CPM 信號(hào)功率譜特性的影響Fig.3 Influence of correlation length L on power spectrum characteristics of OFDM-CPM signals

基于上述關(guān)鍵參數(shù)對(duì)功率譜特性影響的分析，初選出h=0.5、L=64 的OFDM-CPM 信號(hào)，但相比其他候選信號(hào)是否具有優(yōu)勢(shì)，還要評(píng)估基礎(chǔ)導(dǎo)航性能指標(biāo)。

目前用來(lái)評(píng)估GNSS 信號(hào)的基礎(chǔ)導(dǎo)航性能指標(biāo)主要集中在兼容性、碼跟蹤精度和抗多徑性能等方面。不論對(duì)于L 波段還是C 波段，兼容性均具有最高優(yōu)先級(jí)。L 波段頻率跨度大，衛(wèi)星導(dǎo)航服務(wù)信號(hào)眾多，頻譜重疊嚴(yán)重，因此在兼容性方面主要考慮帶內(nèi)兼容性；C 波段僅有20 MHz帶寬，且與MLS 頻段和RAS 頻段相鄰，因此在兼容性方面主要考慮帶外兼容性。碼跟蹤精度和抗多徑性能都是影響測(cè)距精度的重要因素，二者并列于兼容性之后。

2 L 波段候選信號(hào)導(dǎo)航性能評(píng)估

如果一個(gè)衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)能夠同時(shí)播發(fā)2 個(gè)不同頻率的載波信號(hào)，而且其中一個(gè)載波頻率是另一個(gè)的整數(shù)倍，那么更易于修正電離層延遲、探測(cè)整周跳變，減小精密單點(diǎn)定位誤差［9］。根據(jù)3.1 節(jié)C 波段兼容性評(píng)估，選定C 波段載頻為5 022.93 MHz，且 將其1/4 即1 255.733 MHz 作為L(zhǎng) 波段載頻。此頻率剛好位于BDS B3 頻段（1 250.618～1 286.423 MHz）內(nèi)，靠近Galileo E6 頻段（1 260～1 300 MHz）。而B(niǎo)DS 在B3 頻段 播發(fā)BPSK（10）信號(hào)，Galileo 在E6 頻段播 發(fā)BPSK（5）和BOCc（10，5）信號(hào)，其中BPSK（m）和BOC（n，m）分別表示擴(kuò)頻碼速率為m×1.023 MHz 以及副載波頻率為n×1.023 MHz的BPSK 和BOC 信號(hào)；若BOC（n，m）采用正弦或 余 弦 副 載 波 信 號(hào)，則 記 為BOCs（n，m）和BOCc（n，m）。

一般情況下，GNSS 生產(chǎn)商將信號(hào)主瓣寬度作為接收機(jī)參考帶寬。與BPSK（m）調(diào)制信號(hào)相同，OFDM-CPM（m）的帶寬為偽碼碼率的2 倍，即2×m×1.023 MHz。對(duì)于BOC（n，m）調(diào)制，最小帶寬等于偽碼碼率和副載波信號(hào)頻率之和的2 倍，即2（m+n） ×1.023 MHz。鑒于此，L 波段接收機(jī)帶寬選為30 MHz。

根據(jù)1.3 節(jié)L/C 波段OFDM-CPM 信號(hào)初選，將h=0.5、L=64 的OFDM-CPM（15）作為L(zhǎng) 波段候選導(dǎo)航信號(hào)，并與BPSK（5）、BPSK（10）和BOCc（10，5）進(jìn)行導(dǎo)航性能對(duì)比。

BPSK 基帶信號(hào)歸一化功率譜密度GBPSK( f)為

BOCc（n，m）信 號(hào) 歸 一 化 功 率 譜 密 度GBOCc( f)為

圖4展示了4個(gè)候選信號(hào)的功率譜特性。由圖可知，在4 個(gè)候選導(dǎo)航信號(hào)中，OFDM-CPM（15）信號(hào)功率譜旁瓣衰減速度最快，旁瓣幅度最低，在頻帶內(nèi)具有最高的頻譜集中率。

圖4 L 波段4 個(gè)候選信號(hào)功率譜特性Fig.4 Power spectrum characteristics of 4 candidate signals in L-band

2. 1 兼容性

2007 年，國(guó)際電信聯(lián)盟（International Telecommunication Union，ITU）制定了《衛(wèi)星無(wú)線電導(dǎo) 航業(yè)務(wù)（Radio Navigation Satellite Service，RNSS）系統(tǒng)間干擾估算的協(xié)調(diào)方法》（ITU-R M. 1831）［24］，將有效載噪比衰減作為GNSS 信號(hào)干擾評(píng)估協(xié)調(diào)的主要參數(shù)。然而有效載噪比衰減受衛(wèi)星布局、用戶位置和信號(hào)體制等多個(gè)因素影響，運(yùn)算量大，計(jì)算復(fù)雜，無(wú)法得到快速解算。

頻譜分離系數(shù)（Spectral Separation Coefficient，SSC）是有效載噪比衰減的重要組成部分，用于表示干擾信號(hào)與目標(biāo)信號(hào)之間的頻譜耦合程度，因此SSC 通常作為GNSS 信號(hào)兼容性的分析手段［25］。SSC 值越大，表示信號(hào)之間的頻譜重疊程度越大，干擾信號(hào)對(duì)目標(biāo)信號(hào)的影響越大。SSC 值即κls表達(dá)式如下

式中：接收機(jī)前端等效低通帶寬Br為30 MHz；Gl( f)和Gs( f)分別為干擾信號(hào)和有用信號(hào)的歸一化功率譜密度。

碼跟蹤譜靈敏度系數(shù)（Code Tracking Spectral Sensitivity Coefficient，CT_SSC）用于 評(píng) 估干擾信號(hào)對(duì)有用信號(hào)碼跟蹤性能的影響［26］，定義如式（16）所示。在該式中，CT_SSC 比SSC 在分子和分母上多了一個(gè)sin2(πfΔ)，該函數(shù)項(xiàng)中分子的物理意義是匹配干擾信號(hào)的頻譜，能夠反映出易受干擾的頻譜區(qū)域；分母的物理意義是，選擇目標(biāo)信號(hào)的頻譜用于碼跟蹤。與2.2 節(jié)所述信號(hào)本身的碼跟蹤性能不同，CT_SST 反映的是干擾信號(hào)對(duì)目標(biāo)信號(hào)碼跟蹤性能的影響，也就是說(shuō)，CT_SST 是屬于分析不同信號(hào)間的兼容性指標(biāo)之一。CT_SSC 越小，干擾信號(hào)對(duì)目標(biāo)信號(hào)碼跟蹤精度的影響越小。

式中：Δ 為超前與滯后相關(guān)器的間隔，為0.1 chip。

L 波段4 個(gè)候選信號(hào)的SSC 值如表1。對(duì)于干擾信號(hào)BPSK（5）、BPSK（10）和BOCc（10，5）而言，有用信號(hào)為OFDM-CPM（15）時(shí)的SSC 均最小，且當(dāng)OFDM-CPM（15）作為干擾信號(hào)時(shí)，與BPSK（5）、BPSK（10）和BOCc（10，5）信號(hào)的重疊程度也最小，其中與BPSK（10）兼容性最好。可見(jiàn)OFDM-CPM（15）的帶內(nèi)兼容性優(yōu)于其他3 個(gè)候選信號(hào)。

表1 L 波段4 個(gè)候選信號(hào)的頻譜分離系數(shù)Table 1 Spectral separation coefficients of 4 candidate signals in L-band

表2展示了L波段4個(gè)候選信號(hào)的CT_SSC值。有用信號(hào)為BPSK（5）、BPSK（10）和BOCc（10，5）信號(hào)時(shí)，在所有干擾信號(hào)中OFDM-CPM（15）的CT_SSC 值最小；相較于其他有用信號(hào)，干擾信號(hào)BPSK（5）、BPSK（10）和BOCc（10，5）對(duì)OFDM-CPM（15）信號(hào)碼跟蹤精度產(chǎn)生的影響均最小。因此OFDM-CPM（15）相較BPSK（5）、BPSK（10）和BOCc（10，5）具有更優(yōu)良的帶內(nèi)兼容性。

表2 L 波段4 個(gè)候選信號(hào)的碼跟蹤譜靈敏度系數(shù)Table 2 Code tracking spectral sensitivity coefficients of 4 candidate signals in L-band

2. 2 碼跟蹤性能

民用航空主要使用偽碼測(cè)距。擴(kuò)頻偽隨機(jī)碼的測(cè)距精度通常稱為碼跟蹤精度，取決于碼元寬度，它直接表征了導(dǎo)航系統(tǒng)的測(cè)距性能。偽碼精確跟蹤是偽距測(cè)量的前提，因此，在導(dǎo)航信號(hào)體制設(shè)計(jì)過(guò)程中就必須考慮碼跟蹤誤差帶來(lái)的影響。碼跟蹤性能理論上能達(dá)到的最佳跟蹤精度由克拉美羅下界（Cramer-Rao Lower Bound，CRLB）給出，而CRLB 與Gabor 帶寬緊密相關(guān)。

2.2.1 碼跟蹤誤差

當(dāng)僅考慮高斯白噪聲干擾時(shí)，相干超前-滯后處理（Coherent Early-Late Processing，CELP）碼跟蹤環(huán)的碼跟蹤誤差標(biāo)準(zhǔn)差為［27］

式中：c 為3×108m/s；BL為碼環(huán)噪聲單邊帶寬；Ti為相干積分時(shí)間；Br為接收機(jī)前端等效低通帶寬；Δ 為超前與滯后相關(guān)器的間隔；Gs( f)為信號(hào)歸一化功率譜密度；CsN0為載噪比（Cs為信號(hào)在無(wú)窮帶寬上的功率，N0為高斯白噪聲功率譜密度）。

2.2.2 Gabor 帶寬

高斯白噪聲條件下，當(dāng)且僅當(dāng)CELP 碼跟蹤環(huán)使用非常小的相關(guān)間隔Δ 時(shí)，其碼跟蹤誤差方差可接近克拉美羅下界。同時(shí)，考慮到BLTi的權(quán)值遠(yuǎn)小于1，忽略BLTi的影響，在相關(guān)間隔Δ 趨于零的條件下，利用等價(jià)無(wú)窮小的性質(zhì)，克拉美羅下界可近似表示為

Gabor 帶寬定義為

顯然在同等碼環(huán)帶寬、積分時(shí)間和載噪比前提下，Gabor 帶寬可作為衡量GNSS 信號(hào)碼跟蹤誤差下限的重要指標(biāo)。Gabor 帶寬越大，碼跟蹤誤差下界越小，碼跟蹤精度越高。

圖5 展示了L 波段4 個(gè)候選信號(hào)的碼跟蹤性能，其 中Ti=1 ms，Δ=0.1 chip，BL=1 Hz，CsN0=20～50 dB·Hz，圖5（a）和圖5（b）的Br分別為30 MHz 和0～50 MHz。

圖5 L 波段4 個(gè)候選信號(hào)的碼跟蹤性能Fig.5 Code tracking performance of 4 candidate signals in L-band

由圖5（a）可知，相干環(huán)路碼跟蹤誤差隨著載噪比增加逐漸減小，并最終趨于0。由式（17）可知，在BL、Ti、Br、Δ 和CsN0相同的情況下，信號(hào)碼跟蹤誤差僅與Gs( f)有關(guān)。碼跟蹤誤差最小的信號(hào)為BOC（c10，5），OFDM-CPM（15）次之，但幾乎與BOCc（10，5）相當(dāng)，BPSK（5）碼跟蹤誤差最大。由此可以看出，正是OFDM-CPM 優(yōu)越的功率譜特性使其在碼跟蹤誤差對(duì)比中表現(xiàn)突出。

由圖5（b）可知，在50 MHz 范圍內(nèi)，當(dāng)Br增大時(shí)，除BPSK（10）信號(hào)的Gabor 帶寬出現(xiàn)階梯式增長(zhǎng)，其他3 個(gè)候選信號(hào)Gabor 帶寬均隨Br的增加逐漸增大，并在最大值處趨于平緩。接收機(jī)帶 寬為30 MHz 時(shí)BOCc（10，5）信 號(hào)的Gabor 帶寬能達(dá)到9.151 MHz，在所有4 個(gè)候選信號(hào)中居于首位，而OFDM-CPM（15）信號(hào)的Gabor 帶寬僅比BOC（c10，5）的低了0.494 MHz，位居第二，表明OFDM-CPM（15）信號(hào)具有良好的碼跟蹤性能。

2. 3 抗多徑性能

多徑誤差是衛(wèi)星導(dǎo)航的主要誤差源之一，在時(shí)間和空間上均不呈相關(guān)性，不能采用差分技術(shù)給與消除。因此，研究不同信號(hào)調(diào)制結(jié)構(gòu)下的抗多徑性能成為導(dǎo)航信號(hào)設(shè)計(jì)中的重要一環(huán)。多徑誤差包絡(luò)和平均多徑誤差是國(guó)際上導(dǎo)航信號(hào)評(píng)估多徑抑制性最常用的2 項(xiàng)指標(biāo)。

2.3.1 多徑誤差包絡(luò)

多徑誤差包絡(luò)是在不同多徑延遲下多徑效應(yīng)所引起的最大測(cè)距偏差，反映了某一多徑延遲所對(duì)應(yīng)的最大多徑誤差。

當(dāng)只有一條多徑信號(hào)存在時(shí)，相干碼跟蹤環(huán)路的多徑誤差包絡(luò)為

2.3.2 平均多徑誤差

平均多徑誤差是多徑誤差包絡(luò)隨多徑延遲變化的累積平均值，反映的是某一時(shí)延范圍內(nèi)多徑誤差的整體情況。

平均多徑誤差與多徑誤差包絡(luò)之間存在如下關(guān)系

圖6 對(duì)比了L 波段4 個(gè)候選導(dǎo)航信號(hào)在單條多徑信號(hào)條件下的抗多徑性能，其中，Δ=0.1 chip，Br=30 MHz。

圖6 L 波段4 個(gè)候選信號(hào)的抗多徑性能Fig.6 Anti-multipath performance of 4 candidate signals in L-band

從圖6（a）可以看出，幾乎所有候選信號(hào)的多徑誤差包絡(luò)都在多徑時(shí)延為10 m 左右時(shí)達(dá)到最值，之后隨著多徑時(shí)延的增大該誤差包絡(luò)迅速回落，并逐漸收斂于一個(gè)較小值。其中OFDMCPM（15）信號(hào)多徑誤差包絡(luò)幅度最小，收斂速度最快。

圖6（b）給出了平均多徑誤差隨多徑時(shí)延的變化情況，每個(gè)候選信號(hào)平均多徑誤差都在0～60 m 多徑時(shí)延范圍內(nèi)到達(dá)峰值，之后隨著多徑時(shí)延的增大逐漸趨近于0。為量化候選導(dǎo)航信號(hào)的抗多徑性能，圖中給出了候選信號(hào)平均多徑誤差的峰值坐標(biāo)。顯然，OFDM-CPM（15）信號(hào)抗多徑性能最優(yōu)，其平均多徑誤差峰值為1.705 m，分別低于BOCc（10，5）、BPSK（10）和BPSK（5）信號(hào)峰值0.335 m、0.788 m 和0.836 m。

綜上，BOCc（10，5）信號(hào)碼跟蹤精度最高，但兼容性和抗多徑性能并不出色。而B(niǎo)PSK（5）信號(hào)雖然帶內(nèi)兼容性表現(xiàn)良好，但碼跟蹤性能和抗多徑能力相比其他候選信號(hào)的差。與目前L 波段候選信號(hào)相比，OFDM-CPM（15）信號(hào)在帶內(nèi)兼容性和抗多徑性能方面均表現(xiàn)最優(yōu)，碼跟蹤精度僅次于BOCc（10，5）信號(hào)，但差距甚小。因此與目前L 波段候選信號(hào)相比，OFDM-CPM（15）信號(hào)更適合作為BDS L 波段導(dǎo)航信號(hào)。

3 C 波段候選信號(hào)導(dǎo)航性能評(píng)估

C 波段僅有20 MHz 帶寬，為最大限度利用頻譜資源，C 波段候選信號(hào)碼速率皆為10×1.023 MHz。Galileo 系統(tǒng)曾考慮將MSK（10）、GMSK（10）和BOCs（5，5）作為C 波段的候選信號(hào)，因此選取h=0.5、L=64 的OFDM-CPM（10）信 號(hào) 與BPSK（10）、MSK（10）、GMSK（10）、BOCs（5，5）信號(hào)進(jìn)行導(dǎo)航性能對(duì)比分析。

3. 1 兼容性

C 波段下行導(dǎo)航信號(hào)工作頻段為5 010～5 030 MHz，鄰頻為RAS 頻段（4 990～5 000 MHz）、C 波段上行信號(hào)頻段（5 000～5 010 MHz）以及MLS 頻段（5 030～5 150 MHz），因此在兼容性方面，主要評(píng)估C 波段導(dǎo)航信號(hào)與這3 個(gè)頻段的帶外兼容性，評(píng)估指標(biāo)為功率通量密度（Power Flux Density，PFD）和帶外發(fā) 射（Out-of-Band Emission，OOBE）功率。

首先介紹PFD 相關(guān)兼容性標(biāo)準(zhǔn)。根據(jù)ITU規(guī)定，位于5 010～5 030 MHz 波段內(nèi)的導(dǎo)航服務(wù)屬于次要服務(wù)。2020 年，ITU 重新出版了《無(wú)線電規(guī)則》，第1 卷的第5.443B 款提出［28］：為了不對(duì)5 030 MHz 以上頻段的MLS 造成有害干擾，在5 010～5 030 MHz 頻段內(nèi)運(yùn)營(yíng)的衛(wèi)星無(wú)線電導(dǎo)航業(yè)務(wù)系統(tǒng)（空對(duì)地）的所有空間站，于5 030～5 150 MHz 頻帶內(nèi)的地表總PFD，在150 kHz 頻帶內(nèi)不得超過(guò)-124.5 dBW/m2。

在MLS 頻帶內(nèi)的PFD 計(jì)算方法如下

式中：EIRP 為衛(wèi)星的等效全向輻射功率；大氣衰減Latm為0.5 dB；d 為地球表面接收機(jī)與可見(jiàn)星間的距離；G( f)為C 波段信號(hào)功率譜密度。

然而，相比MLS，位于4 990～5 000 MHz 的RAS 對(duì)外界電磁干擾更為敏感。2015 年，世界無(wú)線電通信大會(huì)通過(guò)的第741 號(hào)決議規(guī)定［29］：為了不對(duì)4 990～5 000 MHz 頻帶內(nèi)的射電天文業(yè)務(wù)造成有害干擾，C 波段信號(hào)功率通量密度須滿足

式中：Nsat為射電天文望遠(yuǎn)鏡天線波束內(nèi)所能觀測(cè)到的最大可見(jiàn)星數(shù)。

假設(shè)Nsat=10，則C 波段下行導(dǎo)航信號(hào)在RAS波段內(nèi)的PFD 值不得超過(guò)-196.5 dB·W/m2［6］。

C 波段衛(wèi)星下行導(dǎo)航信號(hào)在RAS 頻段內(nèi)的PFD 值表示為

另外，C 波段信號(hào)的OOBE 值也是衡量兼容性的重要指標(biāo)［6］，定義為

式中：積分區(qū)間分別為RAS 頻段、C 波段上行信號(hào)頻段以及MLS 頻段。

Galileo 系統(tǒng)在設(shè)計(jì)C 波段導(dǎo)航信號(hào)時(shí)，選擇了5 019.861 MHz 作為載波頻率，但考慮到RAS的兼容性約束比MLS 的更為嚴(yán)格，若將C 波段導(dǎo)航信號(hào)的載波頻率適當(dāng)右移，理論上可在一定程度減小對(duì)RAS 的干擾。一般來(lái)說(shuō)，碼速率和載波頻率為同一頻率源產(chǎn)生，若載波頻率為碼速率的整數(shù)倍，會(huì)有效提高設(shè)計(jì)的靈活性。目前GNSS信號(hào)體制采用的碼速率大多為1.023 MHz 的整數(shù)倍，主要有1.023、2.046、5.115、10.23 MHz。5 022.93 MHz 不僅能夠滿足與上述不同碼速率的整數(shù)倍關(guān)系，還相對(duì)C 波段中心頻點(diǎn)5 020 MHz向右偏移了2.93 MHz。

若EIRP 為48.8 dBW［30］，d 為21 528 km，大氣衰減Latm=0.5 dB，則可得到表3 和表4 所示的載波頻率分別為5 019.861 MHz 和5 022.93 MHz時(shí)，C 波段5 個(gè)候選信號(hào)在不同服務(wù)區(qū)間內(nèi)的OOBE 和PFD 值。

表3 C 波段5 個(gè)候選信號(hào)在不同服務(wù)區(qū)間內(nèi)的OOBE 值Table 3 OOBE values of 5 candidate signals in different service intervals in C-band

表4 C 波段5 個(gè)候選信號(hào)在不同服務(wù)區(qū)間內(nèi)的PFD 值Table 4 PFD values of 5 candidate signals in different service intervals in C-band

由表3、表4 可知，無(wú)論載波頻率位于5 019.861 MHz 還是5 022.93 MHz，所有C 波段候選導(dǎo)航信號(hào)在MLS 服務(wù)頻段內(nèi)均能滿足PFD值低于閾值-124.5 dBW/m2的要求；然而在RAS 頻段內(nèi)，所有候選信號(hào)均不能滿足PFD 值低于閾值-196.5 dBW/m2的要求，且在大量仿真之后發(fā)現(xiàn)，無(wú)論頻點(diǎn)選為何值，均無(wú)法滿足這一要求。若頻點(diǎn)以5 022.93 MHz 為基準(zhǔn)繼續(xù)往右偏移1.023 MHz 的整數(shù)倍，對(duì)RAS 頻段內(nèi)的PFD 只有細(xì)微影響，但偏移后的頻點(diǎn)不能滿足與前面所述不同碼速率的整數(shù)倍關(guān)系，因此依舊選取5 022.93 MHz 作為C 波段候選導(dǎo)航信號(hào)的頻點(diǎn)。此外，目前幾乎無(wú)法僅僅通過(guò)信號(hào)設(shè)計(jì)來(lái)解決RAS 頻段內(nèi)PFD 值不滿足要求這一難題，只能借助星載濾波器較強(qiáng)的帶外限制來(lái)解決。相較5 019.861 MHz，載波頻率處于5 022.93 MHz時(shí)，C 波段候選導(dǎo)航信號(hào)在上行信號(hào)區(qū)間的平均OOBE 降 低 了3.345 9 dBc，在RAS 頻 段 內(nèi) 的PFD 平均值也低了0.929 2 dBW/m2，說(shuō)明載波頻率選為5 022.93 MHz 不僅能在一定程度上緩解對(duì)RAS 的干擾，同時(shí)能大幅降低對(duì)C 波段上行服務(wù)信號(hào)的干擾。因此，本文C 波段導(dǎo)航信號(hào)的載波頻率選為5 022.93 MHz。

可以看出，在5 個(gè)C 波段候選信號(hào)中，OFDM-CPM（10）信號(hào)在RAS 頻段的OOBE 和PFD 值以及在MLS 頻段的OOBE 值均僅次于GMSK（10）信號(hào)，其中在RAS 頻段的OOBE 和PFD 值分別僅相差0.401 7、0.400 5 dB·W/m2。由于RAS 頻段內(nèi)的約束條件十分嚴(yán)苛，從目前研究的公開(kāi)報(bào)道來(lái)看，大多建議通過(guò)增加濾波器解決這一難題，而GMSK（10）正是通過(guò)高斯濾波器的加入，才使得其上述帶外兼容性性能稍優(yōu)于OFDM-CPM（10）。 因 此 不 附 加 濾 波 器 的OFDM-CPM（10）信號(hào)在RAS 頻段內(nèi)位居第二的兼容性，可在一定程度上減小非理想濾波帶來(lái)的信號(hào)失真程度和星載濾波器設(shè)計(jì)復(fù)雜度。而在C 波段上行信號(hào)區(qū)間，OFDM-CPM（10）信號(hào)具有最低的OOBE 值。因此，綜合考慮，OFDMCPM（10）信號(hào)具有優(yōu)良的帶外兼容性。

3. 2 碼跟蹤性能

圖7 展示了C 波段5 個(gè)候選信號(hào)的碼跟蹤性能，其中Ti=1 ms，Δ=0.1 chip，BL=1 Hz，CsN0=20～50 dB·Hz，圖7（a）和 圖7（b）的Br分 別 為20 MHz 和0～40 MHz。

圖7 C 波段5 個(gè)候選信號(hào)的碼跟蹤性能Fig.7 Code tracking performance of 5 candidate signals in C-band

由圖7（a）可知，相干環(huán)路碼跟蹤誤差隨著載噪比增加逐漸減小，并最終趨于0。碼跟蹤誤差最小的信號(hào)為OFDM-CPM（10），最大的為BPSK（10）。

由圖7（b）可知，在40 MHz 范圍內(nèi)，當(dāng)Br增大時(shí)，BPSK（10）和BOCs（5，5）信號(hào)的Gabor 帶寬出現(xiàn)階梯式增長(zhǎng)，其他候選信號(hào)Gabor 帶寬均隨Br的增加逐漸增大，并在最大值處趨于平緩。接收機(jī)帶寬為20 MHz 時(shí)，OFDM-CPM（10）信號(hào)的Gabor 帶寬能達(dá)到5.753 MHz，在所有候選信號(hào)中居于首位，優(yōu)于位居第二的MSK（10）信號(hào)1.417 MHz。

3. 3 抗多徑性能

圖8對(duì)比了C 波段5 個(gè)候選導(dǎo)航信號(hào)在單條多徑信號(hào)條件下的抗多徑性能，其中，Δ=0.1 chip，Br=20 MHz。

圖8 C 波段5 個(gè)候選信號(hào)的抗多徑性能Fig.8 Anti-multipath performance of 5 candidate signals in C-band

從圖8（a）可以看出，幾乎所有候選信號(hào)的多徑誤差包絡(luò)都在多徑時(shí)延為20 m 左右時(shí)達(dá)到最值，之后隨著多徑時(shí)延的增大該誤差包絡(luò)迅速回落，并逐漸收斂于一個(gè)較小值。在0～30 m 內(nèi)，OFDM-CPM（10）信號(hào)多徑誤差包絡(luò)幅度最小。

圖8（b）給出了平均多徑誤差隨多徑時(shí)延的變化情況，每個(gè)候選信號(hào)平均多徑誤差都在0～50 m 多徑時(shí)延范圍內(nèi)到達(dá)峰值，之后隨著多徑時(shí)延的增大逐漸趨近于0。為量化5 個(gè)候選導(dǎo)航信號(hào)的抗多徑性能，圖中給出了候選信號(hào)平均多徑誤差的峰值坐標(biāo)。顯然，OFDM-CPM（10）信號(hào)抗多徑性能最優(yōu)，其平均多徑誤差峰值為2.513 m，分別低于MSK（10）、GMSK（10）、BPSK（10）和BOCs（5，5）信 號(hào) 峰 值0.420 m、0.978 m、1.130 m 和1.342 m。

通過(guò)以上分析可以看出，MSK（10）信號(hào)較BPSK（10）、GMSK（10）和BOCs（5，5）信號(hào)表現(xiàn)出更好的碼跟蹤性能和抗多徑性能，但兼容性較差。通過(guò)附加高斯濾波器而實(shí)現(xiàn)信號(hào)產(chǎn)生的GMSK（10）信號(hào)在RAS 頻段內(nèi)帶外兼容性表現(xiàn)最佳。而不附加任何濾波器的OFDM-CPM（10）信號(hào)在RAS頻段的OOBE和PFD值與GMSK（10）信號(hào)的相差甚小，在MLS 頻段的OOBE 值僅次于GMSK（10）信號(hào)，碼跟蹤性能和抗多徑性能在C 波段候選信號(hào)中均居于首位，因此綜合來(lái)看，OFDM-CPM（10）信號(hào)更適合作為BDS C 波段導(dǎo)航信號(hào)。

由上述分析可以得到，無(wú)論是在L 波段還是在C 波段，OFDM-CPM 信號(hào)都表現(xiàn)出優(yōu)越的兼容性、碼跟蹤性能和抗多徑性能。在工程實(shí)現(xiàn)層面，考慮的主要問(wèn)題包括OFDM-CPM 接收機(jī)的復(fù)雜度以及北斗C 波段導(dǎo)航實(shí)現(xiàn)的成本等。相比在4G 通信中已成為關(guān)鍵技術(shù)的OFDM，OFDM-CPM 信號(hào)的產(chǎn)生與接收主要分別在發(fā)射端和接收端增加了“CPM 映射器”和“CPM 解映射器”。相位連續(xù)特性使OFDM-CPM 接收機(jī)具有較高復(fù)雜度，獲得較簡(jiǎn)單的接收機(jī)及其實(shí)現(xiàn)方法一直是該領(lǐng)域的研究重點(diǎn)，目前大多采用“FFT+CPM 解映射”的架構(gòu)，其中CPM 解映射可用Viterbi 算法 來(lái)實(shí)現(xiàn)［31］。在北斗C 波 段導(dǎo)航的實(shí)現(xiàn)方面，主要是相較于L 波段導(dǎo)航，C 波段導(dǎo)航衛(wèi)星的EIRP 在最保守星地鏈路預(yù)算下可達(dá)48.8 dB·W［30］，為降低該EIRP 值但同時(shí)保證接收機(jī)正常跟蹤，就需要采用高性能天線和高質(zhì)量接收機(jī)，因此，在目前技術(shù)條件約束下，北斗C 波段導(dǎo)航更適合用于播發(fā)軍用和授權(quán)信號(hào)［14］。

4 結(jié) 論

在北斗導(dǎo)航系統(tǒng)L/C 雙波段導(dǎo)航模式下，提出將調(diào)制指數(shù)h=0.5、關(guān)聯(lián)長(zhǎng)度L=64 的OFDM-CPM（15）信號(hào)和OFDM-CPM（10）信號(hào)，分別應(yīng)用于L 波段和C 波段。通過(guò)對(duì)兼容性、碼跟蹤精度、抗多徑干擾等基礎(chǔ)導(dǎo)航性能指標(biāo)的評(píng)估，得到以下結(jié)論：

1） 在L 波 段，OFDM-CPM（15）信 號(hào) 較BPSK（5）、BPSK（10）和BOCc（10，5）信號(hào)表現(xiàn)出更好的兼容性，碼跟蹤精度僅次于BOCc（10，5）信號(hào)，但二者相差甚小甚至相當(dāng)，抗多徑能力在4 個(gè)候選信號(hào)中最優(yōu)，因此相較BPSK（5）、BPSK（10）和BOCc（10，5）信 號(hào)，OFDM-CPM（15）信號(hào)具有突出的優(yōu)勢(shì)。

2） 在C 波段，OFDM-CPM（10）信號(hào)能很好地兼顧C(jī) 波段的帶外約束性和導(dǎo)航性能的要求，在一定程度上緩解與鄰頻RAS、MLS 和C 波段上行信號(hào)的干擾，同時(shí)在碼跟蹤精度與抗多徑干擾方面更具優(yōu)越性，較BPSK（10）、MSK（10）、GMSK（10）、BOCs（5，5）信號(hào)更具競(jìng)爭(zhēng)力。