一種改進型直流電源沖擊電流抑制電路

熊亞麗，王威,2

（1.成都新欣神風電子科技有限公司，成都 611731； 2.西南交通大學 電氣工程學院，成都 610000）

引言

為了滿足電磁兼容試驗要求及電源的穩定性，用電設備輸入端常常需要使用大容量儲能器件。在電源設備開機瞬間，電容相當于短路狀態，回路上會產生較大的啟動沖擊電流，該沖擊電流過大會使保險絲過載熔斷甚至觸發供電電源的過流保護功能，進而可能影響同源其他用電設備的正常運行[1]。因此，相關標準中規定了開機啟動沖擊電流的限值，如HB 20326-2016以及GJB 181B-2012中均要求開機瞬間沖擊電流峰值不能超過其額定電流的五倍[2]。

實際應用中最常見的開機瞬間沖擊電流抑制方法有：在電源母線上串聯負溫度系數熱敏限流電阻器（Negative Temperature Coefficient, NTC）；在電源母線上串聯功率電阻[3]；在母線上串聯功率電感[4]等。NTC電阻器的沖擊電流抑制效果易受工作環境溫度影響：低溫時，NTC電阻值過大，啟動時會造成源端供電電流過小，后級電子設備啟動緩慢甚至可能無法啟動；高溫時，NTC電阻值過小，開機時無法精確抑制沖擊電流。直接使用串聯功率電阻或功率電感來抑制沖擊電流，會造成回路上的損耗過大，僅適用于小功率場景。

本文詳細介紹了兩種目前常用的基于MOS管延時導通特性的開機瞬間沖擊電流抑制方法，針對其弊端提出了一種改進型沖擊電流抑制電路，該電路通過控制MOS管DS兩端電壓來延遲開通MOS管，對后級電容容量大小、是否帶載啟動等，均具有較強的兼容性，大大提高了沖擊電流抑制電路的可靠性。

1 基于MOS管的沖擊電流抑制方法

文獻[5-6]中提到的利用MOS管延時導通特性抑制沖擊電流的方法，文獻[1]中對該方法進行了優化，先采用功率電阻抑制沖擊電流，后利用RC充電電路使MOS管延時開通特性將功率電阻旁路。下面逐一分析。

1.1 利用MOS管變阻區抑制沖擊電流

利用MOS管的變阻區抑制沖擊電流的方法原理框圖如圖1所示。

圖1中，C1為MOS管柵極并聯電容，R1、R2為分壓電阻，D1為鉗位MOS管柵極驅動電壓的穩壓二極管，C2為后級等效線間電容，Q1為串聯在負線上的N溝道MOS管，R3為MOS管Q1的驅動電阻。開機瞬間，由于電容兩端電壓為零，電容相當于短路，輸入電壓Vin+通過電阻R1給電容C1充電，MOS管Q1驅動電壓從0V緩慢上升，待C1兩端電壓達到MOS管Q1導通門檻電壓時，MOS管Q1逐漸導通，輸入電壓通過MOS管的可變內阻對后端線間電容C2進行充電，從而限制啟動沖擊電流，抑制后的沖擊電流峰值為Vin+/R，R為MOS管Q1的可變電阻。隨著MOS管驅動電壓持續上升，待完全導通后，MOS管的通態電阻極小，輸入電壓通過MOS管以極低的導通損耗給后級設備供電。

該方法利用MOS管的可變電阻特性對開機瞬間沖擊電流進行抑制，反應速度極快，完全導通后MOS管的導通損耗極小，效率高。但該電路對MOS管參數選型要求很高，需要MOS管具有很寬的安全工作區。在后端線間電容C2充電的過程中，MOS管一直工作在安全工作區，特別是270 V電源系統需要選擇650 V的高壓MOS管，該類型管子的安全工作區很窄，反復上電時會使MOS管擊穿損壞，影響系統正常工作。

1.2 MOS管并聯功率電阻抑制沖擊電流

文獻[1]對上述利用MOS管的延時開通特性抑制沖擊電流方法進行了優化，在MOS管的DS兩端并聯一個功率電阻，其電路圖如圖2所示。

圖2 MOS管并聯功率電阻沖擊電流抑制電

圖2中 R4為與MOS管并聯的功率電阻。其工作原理如下：開機瞬間，MOS管Q1未導通，輸入電壓Vin+通過功率電阻R4給后端線間電容C2充電，從而抑制開機瞬間沖擊電流。此過程中輸入電壓Vin+通過電阻R1給電容C1充電，MOS管Q1的柵極電壓即電容C1兩端電壓從0V緩慢上升，當該電壓達到MOS管Q1的開啟門檻電壓時，MOS管將逐步導通，將電阻R4短路。MOS管的延遲開通時間由R1和C1取值確定。電容C2的充電公式為：

式中：

UC—線間電容C2兩端電壓；

US—輸入直流電源電壓；

τ2—線間電容C2充電時間常數，τ2=R4*C2。

MOS管導通之前，啟動沖擊電流峰值由R4電阻確定，進而計算R4的取值。

式中：

Ilmt—要求的沖擊電流限值，一般為穩態工作電流的5倍。

按照式（1）可以計算出，經過5個τ2時間常數，后端線間電容C2兩端電壓會被充至輸入電壓的99 %。故C2兩端電壓充滿所需的時間為5τ2=5R4*C2。

為了保障MOS管不工作在安全工作區，應使MOS管在后端線間電容C2被充滿后才導通，MOS管柵極電容的充電公式：

式中：

Ug為柵極電容C1兩端電壓；

US為輸入直流電壓；

τ1為柵極電容C1充電時間常數，τ1=R1*C1。

將柵極電容C1充電至MOS管開啟門檻電壓時所需的時間，記為N *τ1，又因為標準要求沖擊電流需在0.1 s內恢復至穩態電流，故N*τ1需滿足：

假設選用的MOS管導通門檻電壓最小為2.5 V，當輸入為28 V電源系統時，MOS管的柵極電容充電到2.5 V需要0.08個τ1時間常數；當輸入為270 V電源系統時，只需要0.01個τ1時間常數。根據具體項目的實際情況可以正確對R1、C1選型。

該沖擊電流抑制方法在熱啟動時也會出現沖擊電流抑制失效現象，原因是反復的關機開機瞬間MOS管柵極驅動電容C1兩端的電量尚未放完，再次開機時，MOS管Q1處于導通狀態，抑制沖擊電流的電阻被旁路，導致出現二次沖擊電流，嚴重情況下會將MOS管Q1燒壞，尤其是在直流高壓應用場合或者后端電容量特別大的場合。

另MOS管Q1的延遲導通時間是由電阻R1與電容C1的取值及MOS管的導通門檻電壓確定，電容C2的容量大小、是否帶負載啟動以及負載大小等因素都會影響R1與C1參數選型。若取值不當，則有可能使得MOS管在C2尚未充滿電時導通，同樣會出現二次沖擊電流，嚴重情況下會將MOS管Q1燒壞。

2 改進型沖擊電流抑制電路

在上文基于MOS管的沖擊電流抑制方案基礎上進行改進，提出了一種兼容性強的沖擊電流抑制方法，通過檢測MOS管DS兩端電壓，使得MOS管在其DS兩端電壓較小時才導通，此時后端線間電容C2基本被充滿，以降低MOS管導通時的電應力。該方法不僅可以精準抑制開機瞬間沖擊電流，還對后級電容容量大小、是否帶載啟動等，均具有較強的兼容性，特別是解決了高壓直流電源沖擊電流抑制電路中MOS管經常損壞的問題，大大提高了沖擊電流抑制電路的可靠性。原理框圖如圖3所示，Q1為N溝道MOSFET，C2為后級濾波電容，R4為NTC熱敏電阻，電阻R1、R2、穩壓二極管D1和電容C1形成MOS管Q1的驅動電路，NPN三極管Q2、電阻R5、R6及R7組成MOS管Q1驅動的控制電路。

圖3 改進型沖擊電流抑制電路

開機瞬間，據KVL定理，有：Vin=VC2+VR4，由于電容兩端電壓為零，故開機瞬間VC2=0，VR4=Vin，VR4電壓即MOS管Q1的DS兩端電壓。電阻R6與R7分壓反饋給三極管Q2，因反饋給Q2的電壓VR大于其基極電壓Vref，即VR=VR4*R7/（R6+R7）＞Vref, NPN三級管導通，將MOS管Q1的柵極驅動電壓即電容C1兩端電壓拉低，MOS管Q2處于關斷狀態，供電電源通過電阻R4給電容C2充電。

電容C2的充電電流（若帶載啟動，還有負載電流）全部流經電阻R4，R4電阻用以抑制開機瞬間的沖擊電流。充電過程中，電容C2兩端電壓快速上升，則電阻R4兩端電壓（即MOS管Q1的DS兩端電壓）快速下降。當電阻R4兩端電壓下降到一定值時，即電容C2兩端電壓接近供電電壓時，電阻R6與R7的分壓值即反饋給Q2的電壓VR小于其基準參考電壓，即VR=VR4*R7/（R6+R7）＜Vref，則三極管Q2關斷，供電電源開始通過電阻R1給電容C1充電，當電容C1兩端電壓被充電至MOS管Q1的導通門檻電壓時，Q1導通，將功率電阻R4旁路，電路以極低的導通損耗工作，為后級電路提供電能。

當后級電容C2的容值發生變化時，供電電源通過功率電阻R4對C2充電的時間會有所改變，但唯有當MOS管Q1兩端電壓低于上述設定值時才會開始對驅動電容C1進行充電，進而將MOS管Q1導通。不會出現后級電容C2尚未充滿時將MOS管Q1導通的情況，避免MOS管Q1工作在安全工作區。

當后級負載帶載啟動時，因電容C2的充電電流被負載分流，供電電源通過功率電阻R4對C2充電的時間將延長，但MOS管不會出現提前導通的情況，避免MOS管Q1工作在安全工作區。

因該控制方法是通過檢測MOS管兩端電壓，當其兩端電壓低于設定值Vset時（即后級電容C2兩端電壓被充電至Vin-Vset時，Vset=Vref*（R6+R7）/R7），才開始對MOS管的驅動電容進行充電，進而將MOS管導通，故該控制方法對后級電容量的大小、是否帶載啟動均具有較強的兼容性。

因此相比圖1、圖2所示的抑制方法提高了沖擊電流抑制電路的可靠性和兼容性。

3 仿真驗證

以270 V供電電源為例，后端負載的電容量為22 μF，開機瞬間沖擊電流峰值要求低于12 A，恢復時間低于10 ms。

可根據式（2）計算并根據電阻標稱值選取功率電阻R4，R4選擇兩顆47 Ω電阻并聯，則可計算出沖擊電流被抑制到11.5 A，滿足低于12 A的設計要求。設定MOS管DS之間電壓為26 V左右時才讓RC充電電路給MOS管柵極電容充電。后級電容充電時間常數為0.517 ms（τ2=22 uF*23.5 Ω），則由式（1）可計算出后級電容充電至244 V（=270 V-26 V）時約為1.3 ms（2.5τ2=2.5*0.517 ms）。

又可由式（3）計算出MOS管柵極驅動電容C1充電至其開啟門檻電壓3.5 V時需要約0.013個τ1時間常數，即：

由式（5）可以計算出柵極電容的充電時間常數范圍為：

本設計中選擇時間常數τ1為109 ms，考慮電阻電容耐壓及功率，充電電阻選擇330 kΩ，MOS管柵極充電電容選擇330 nF。

依圖3所示原理圖并上文中元器件參數計算及選型，對該改進型沖擊電流抑制電路進行PSIM軟件仿真，仿真結果如圖4所示。圖4（a）中VC1為MOS管驅動電壓，VC2為后級電容兩端電壓，VR4為功率電阻R4兩端電壓。圖4（b）中IC2即為沖擊電流。

圖4 仿真結果

由圖4仿真結果可以看出，270 V電源開機瞬間，回路中的最大沖擊電流被限制在約11.5 A（圖4（b）所示），MOS管在線間電容充電接近于輸入電壓時才導通，MOS管的漏源極兩端電壓、柵極驅動電壓及線間電容兩端電壓如圖4（a）所示，仿真結果符合理論分析。

4 試驗驗證

按照上述仿真參數及原理圖進行試驗驗證，試驗電路板如圖5所示。實驗波形如圖6所示。圖6（a）為開機沖擊電流IC2，沖擊電流最大值為10 A左右，實測時線纜存在導線阻值，實測值比理論計算值偏小。圖6（b）為MOS管驅動電壓VC1、后級電容兩端電壓VC2及功率電阻R4兩端電壓VR4波形。

圖5 實測電路板

圖6 實驗波形

由圖6可以看出，試驗結果與理論分析及軟件仿真結果相符合。

5 結論

本文提出并分析了一種控制MOS管DS兩端電壓來延遲開通MOS管的沖擊電流抑制電路，當后端線間電容快充滿時才導通MOS管，避免MOS管長時間承受電應力而損壞。該電路對后級電容量的大小、是否帶載啟動均具有較強的兼容性，因此該電路兼容性強、功耗低，可靠性高。最后，通過軟件仿真與試驗驗證了該沖擊電流抑制電路的可行性。