多抽頭結(jié)構(gòu)的寬帶射頻干擾對(duì)消及優(yōu)化設(shè)計(jì)

秦?zé)ǘ? 孟 進(jìn), 何方敏,*, 劉永才, 王 青, 王衡峰

(1. 海軍工程大學(xué)軍用電氣科學(xué)與技術(shù)研究所, 湖北 武漢 430033;2. 海軍工程大學(xué)艦船綜合電力技術(shù)國(guó)防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 湖北 武漢 430033)

0 引 言

隨著通信技術(shù)發(fā)展,通信數(shù)據(jù)需求量不斷增加,寬帶通信成為軍民用通信系統(tǒng)的發(fā)展趨勢(shì)。通信的實(shí)時(shí)性要求和頻譜資源的有限性限制了傳統(tǒng)的時(shí)分頻分通信模式[1-5]。由于在同一頻段同時(shí)傳輸上下行數(shù)據(jù),接收機(jī)會(huì)受到本地發(fā)射機(jī)的大功率干擾[6-9]。因此,需要進(jìn)行自干擾對(duì)消,理論上可以通過天線隔離[10-12]、射頻對(duì)消[13-15]和數(shù)字對(duì)消[16-18]實(shí)現(xiàn)。天線隔離與射頻對(duì)消在接收信號(hào)進(jìn)入模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog to digital converter, ADC)采樣量化前實(shí)施,數(shù)字對(duì)消在ADC后的數(shù)字域上實(shí)施。為了防止過強(qiáng)的自干擾信號(hào)對(duì)ADC造成阻塞,接收信號(hào)干信比必須降低到一定水平,因此,需要進(jìn)行射頻干擾抑制。

針對(duì)寬帶干擾,文獻(xiàn)[19-24]提出了多抽頭的射頻域自干擾對(duì)消結(jié)構(gòu),其基本思想是基于自適應(yīng)濾波的理論對(duì)干擾信號(hào)進(jìn)行取樣和估計(jì),并將其在接收信號(hào)中去除。文獻(xiàn)[25]以最小化剩余自干擾信號(hào)功率為準(zhǔn)則,討論了多抽頭射頻域自干擾對(duì)消結(jié)構(gòu)中各抽頭參數(shù)的最優(yōu)解,進(jìn)而分析了最佳自干擾抑制效果。文獻(xiàn)[26]通過使用射頻多抽頭自干擾消除器的最佳參數(shù)來推導(dǎo)同時(shí)同頻全雙工收發(fā)器的最佳射頻自干擾消除性能。文獻(xiàn)[27]給出了等間隔多路延時(shí)正交合成的射頻干擾對(duì)消方案,進(jìn)而提出了新的衰減系數(shù)求解方法。文獻(xiàn)[28]在已知抽頭個(gè)數(shù)和延時(shí)設(shè)置的情況下,給出了各個(gè)抽頭幅度和相位的求解方法,并推導(dǎo)了幅度和相位誤差對(duì)自干擾對(duì)消性能影響的理論表達(dá)式。但是目前還沒有相關(guān)文獻(xiàn)對(duì)多抽頭結(jié)構(gòu)中抽頭數(shù)目和抽頭延時(shí)間隔的選取及其對(duì)干擾對(duì)消系統(tǒng)性能的影響進(jìn)行研究。

針對(duì)此問題,本文以數(shù)模混合多抽頭寬帶干擾對(duì)消系統(tǒng)為例,分析了抽頭數(shù)目和抽頭延時(shí)間隔對(duì)系統(tǒng)性能的影響,并進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)。提出了指數(shù)形式的迭代加權(quán)方法,求解了抽頭權(quán)值的最優(yōu)值,然后分析了抽頭數(shù)目和抽頭延時(shí)間隔對(duì)系統(tǒng)對(duì)消比和收斂速度的影響。

1 系統(tǒng)模型及性能分析

數(shù)模混合多抽頭寬帶干擾對(duì)消系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。該系統(tǒng)主要包括多抽頭矢量調(diào)制模塊、變頻濾波模塊和現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(field-programmable gate array, FPGA)處理模塊。其中,多抽頭矢量調(diào)制模塊通過設(shè)置各個(gè)抽頭的延時(shí)來模擬多徑干擾信道,并與各抽頭權(quán)值進(jìn)行加權(quán);變頻濾波模塊將射頻信號(hào)下變頻至中頻信號(hào),并進(jìn)行濾波;FPGA處理模塊將接收信號(hào)進(jìn)行ADC,然后對(duì)其進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算得到權(quán)值,經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換器(digital to analog converter, DAC)后進(jìn)行矢量調(diào)制[29]。

圖1 數(shù)模混合多抽頭寬帶干擾對(duì)消系統(tǒng)Fig.1 Digital-analog hybrid multi-tap wideband interference cancellation system

1.1 系統(tǒng)模型

發(fā)射機(jī)在發(fā)射信號(hào)時(shí)會(huì)對(duì)本地接收機(jī)造成多徑干擾,發(fā)射信號(hào)為寬帶時(shí)尤為顯著,其中直射路徑的延時(shí)和幅度衰減最小,因此干擾信道的傳輸模型可表示為

(1)

式中:h0表示直射路徑的幅度衰減;τ0為相應(yīng)延時(shí);hi(i=1,2,…,)為第i條反射路徑的幅度衰減;τi為相應(yīng)反射路徑延時(shí);l為反射路徑總數(shù),l=0即表示單徑干擾信道。

記發(fā)射機(jī)天線輻射的射頻信號(hào)為XS(t),VS(t)為其基帶形式,功率為P1,在頻帶寬度B內(nèi)功率譜平坦,則接收機(jī)前端的干擾信號(hào)可以表示為

(2)

式中:“*”表示卷積運(yùn)算。

功率譜密度為

(3)

式中:B為發(fā)射信號(hào)帶寬。

由維納-辛欽定理可知,平穩(wěn)信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)和功率譜密度互為傅里葉變換。因此,對(duì)信號(hào)的功率譜密度求傅里葉逆變換可以得到發(fā)射信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)為

(4)

式中:τinterval為時(shí)間間隔,抽樣函數(shù)的表達(dá)式為sinc (πx)=sin(πx)/(πx)。

多抽頭對(duì)消結(jié)構(gòu)中,第i個(gè)抽頭參考信號(hào)的延時(shí)為di,經(jīng)過正交功分器后得到同相與正交支路信號(hào)分別為XSI,i(t)與XSQ,i(t),相應(yīng)支路矢量調(diào)制器的權(quán)值分別為WI,i(t)與WQ,i(t)。

考慮各抽頭的功率分配,多抽頭對(duì)消系統(tǒng)合成的對(duì)消信號(hào)可以表示為

(5)

式中:Wi=WI,i(t)+jWQ,i(t)表示第i個(gè)抽頭參考信號(hào)的復(fù)權(quán)值。

剩余誤差信號(hào)為

XE(t)=XI(t)-XC(t)

(6)

不考慮接收機(jī)噪聲和有用信號(hào),剩余誤差信號(hào)的功率可以寫為

(7)

基帶發(fā)射信號(hào)VS(t)是平穩(wěn)隨機(jī)過程,定義其自相關(guān)函數(shù)為

(8)

矩陣R的元素為

(9)

矢量Q第k個(gè)元素為

(10)

FPGA處理模塊根據(jù)剩余誤差信號(hào)更新權(quán)值,通過調(diào)整權(quán)值使得誤差信號(hào)功率最小,此時(shí)系統(tǒng)對(duì)消參數(shù)即為最優(yōu)權(quán)值。因此,對(duì)消參數(shù)優(yōu)化準(zhǔn)則可以表示為

(11)

各路權(quán)值的最優(yōu)值等價(jià)于式(11)最小值所對(duì)應(yīng)的向量αd,即最優(yōu)系數(shù)向量需滿足如下條件:

(12)

(13)

1.2 性能分析

本節(jié)將在迭代加權(quán)估計(jì)衰減系數(shù)向量基礎(chǔ)上,推導(dǎo)收斂速度和干擾對(duì)消比的解析表達(dá)式,并分析抽頭數(shù)目和抽頭延時(shí)間隔對(duì)系統(tǒng)性能的影響。

1.2.1 穩(wěn)定性

多抽頭對(duì)消結(jié)構(gòu)采用閉環(huán)最小均方(least mean squares, LMS)算法,剩余誤差信號(hào)被反饋至數(shù)字控制模塊與參考信號(hào)計(jì)算相關(guān)性,然后獲取權(quán)值,經(jīng)矢量調(diào)制后得到對(duì)消信號(hào)。干擾信號(hào)與對(duì)消信號(hào)合成后,得到剩余誤差信號(hào)。因此,多抽頭對(duì)消結(jié)構(gòu)可以等效為輸入為干擾信號(hào)輸出為剩余誤差信號(hào)的傳輸系統(tǒng)。

不考慮接收機(jī)噪聲和有用信號(hào)的影響,傳輸系統(tǒng)的傳輸函數(shù)為

(14)

根據(jù)勞斯判據(jù)可知,傳輸函數(shù)穩(wěn)定的充分必要條件為特征根均位于s平面的左半平面。對(duì)于自適應(yīng)對(duì)消系統(tǒng),系統(tǒng)穩(wěn)定性可以等效為權(quán)值的穩(wěn)定性,因此本文采用數(shù)值迭代的方法,分析多抽頭對(duì)消結(jié)構(gòu)的穩(wěn)定性。

FPGA處理模塊中的數(shù)字控制系統(tǒng)采用乘積輸入的低通控制,其理論模型為

(15)

式中:α為數(shù)字濾波器的濾波系數(shù);μD為步長(zhǎng)。

結(jié)合文獻(xiàn)[28]和式(7)可得,多抽頭結(jié)構(gòu)的權(quán)值迭代方程為

Wi(n+1)=

(16)

式中:K為系統(tǒng)的環(huán)路增益;Φn(d)=[Φn(d1),Φn(d2),…,Φn(dN)]。

迭代可得

(17)

式中:

化簡(jiǎn)得到

(18)

對(duì)比全模擬多抽頭對(duì)消結(jié)構(gòu),數(shù)模混合多抽頭對(duì)消結(jié)構(gòu)的穩(wěn)定性范圍變小。多抽頭結(jié)構(gòu)的穩(wěn)定性與控制步長(zhǎng)、環(huán)路增益和抽頭數(shù)目有關(guān)。抽頭數(shù)目過大時(shí),系統(tǒng)環(huán)路增益的穩(wěn)定范圍會(huì)變小,因此實(shí)際設(shè)計(jì)多抽頭結(jié)構(gòu)時(shí),抽頭數(shù)目不宜設(shè)置的過大。

1.2.2 收斂速度

由于接收信號(hào)中有用信號(hào)和接收機(jī)噪聲均與參考信號(hào)不相關(guān),因此

(19)

矩陣R可對(duì)角化分解為R=UΛUH,Λ=diag{λi}(i=1,2,…,N)為參考信號(hào)自相關(guān)矩陣特征值。求解可得

(20)

可以看出,權(quán)值為N個(gè)指數(shù)衰減函數(shù)的線性組合,其收斂時(shí)間由收斂速度最慢的一項(xiàng)決定。定義收斂最慢項(xiàng)衰減到e-1所需的總時(shí)間為W(t)的收斂時(shí)間[30-31]。則W(t)的收斂時(shí)間為

(21)

權(quán)值期望收斂時(shí)間由數(shù)字濾波器的濾波系數(shù)、低通控制步長(zhǎng)因子以及參考信號(hào)自相關(guān)矩陣的最小特征值決定。對(duì)消系統(tǒng)抽頭數(shù)目增加必然會(huì)帶來計(jì)算復(fù)雜度和電路復(fù)雜度的增加,從而降低系統(tǒng)的收斂速度。

1.2.3 干擾對(duì)消比

多抽頭對(duì)消系統(tǒng)的干擾對(duì)消比可以表示為

(22)

干擾對(duì)消比受抽頭數(shù)目和抽頭延時(shí)的影響。為了提高干擾對(duì)消比,需要盡可能重建與干擾信號(hào)多徑數(shù)目相同的抽頭。實(shí)際上,干擾信號(hào)功率往往集中于某幾條路徑上,因此,可以采用有限的抽頭數(shù)目重建無限的多徑數(shù)目。

結(jié)合式(21)和式(22)進(jìn)行分析,增大抽頭數(shù)目和降低抽頭延時(shí)間隔能夠提升信號(hào)的相關(guān)性,從而增大干擾對(duì)消比,但是增大抽頭數(shù)目會(huì)極大提升權(quán)值矩陣的復(fù)雜度,延長(zhǎng)系統(tǒng)的收斂時(shí)間。因此,如何選擇抽頭數(shù)目和抽頭延時(shí)間隔是提升多抽頭對(duì)消性能的關(guān)鍵。

2 多抽頭結(jié)構(gòu)優(yōu)化設(shè)計(jì)

由式(21)和式(22)可以看出,互相關(guān)矢量Q和自相關(guān)矩陣R的取值直接影響系統(tǒng)的收斂速度和干擾對(duì)消比。本節(jié)首先對(duì)互相關(guān)矢量Q和自相關(guān)矩陣R進(jìn)行優(yōu)化改進(jìn),然后在此基礎(chǔ)上對(duì)抽頭數(shù)目和抽頭延時(shí)間隔進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。

2.1 基于指數(shù)形式的迭代加權(quán)

常規(guī)的維納霍夫方程對(duì)互相關(guān)矢量Q和自相關(guān)矩陣R的精確估計(jì)較為困難,而且遞推求解方法受到相關(guān)矩陣特征值取值范圍的制約,不能實(shí)現(xiàn)快速精確的求解[26]。本文提出指數(shù)形式的迭代加權(quán)方法,可以在不惡化對(duì)消比的同時(shí)提高收斂速度。具體如下:

Qn=η(1-e-n)Qn-1+(1-η(1-e-n))Q′

(23)

Rn=η(1-e-n)Rn-1+(1-η(1-e-n))R′

(24)

(25)

(26)

(27)

結(jié)合式(21)可得,系統(tǒng)優(yōu)化后的收斂時(shí)間為

(28)

2.2 抽頭延時(shí)間隔的優(yōu)化

為了便于分析,記各抽頭延時(shí)dn=cnτ0,cn為各抽頭延時(shí)相對(duì)于直射路徑延時(shí)的系數(shù),c1

記RV(τ)表示發(fā)射基帶的自相關(guān)函數(shù),用SV(f)表示其功率譜密度,載頻為fc。發(fā)射機(jī)天線輻射的射頻信號(hào)的功率頻譜密度可以表示為

(29)

考慮到自相關(guān)函數(shù)和功率譜密度是傅里葉變換對(duì),則發(fā)射信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)RS(τ)可以表示為

RS(τ)=RV(τ)cos(2πfcτ)

(30)

對(duì)于第n個(gè)抽頭,如果互相關(guān)矢量為零,那就意味著,延時(shí)后的各抽頭參考信號(hào)與干擾信號(hào)相互獨(dú)立,因此無法對(duì)消。此時(shí),有

(31)

由于在實(shí)際中干擾信道的延時(shí)未知,因此不可避免地有些抽頭可能無法對(duì)消。如果一個(gè)抽頭無效,而其他抽頭工作良好,則性能損失不會(huì)很大。因此,設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵點(diǎn)是防止所有抽頭均無效而導(dǎo)致無法對(duì)消的情況。當(dāng)使用等距延時(shí)抽頭時(shí),即δd=dn-dn-1=(cn-cn-1)τ0可能會(huì)發(fā)生無法對(duì)消的情況。在這種情況下,如果滿足:

(32)

則互相關(guān)矢量為零,參考信號(hào)和干擾信號(hào)相互獨(dú)立,此時(shí)無法對(duì)消。其中,m,n為正整數(shù)。

因此,在實(shí)際設(shè)計(jì)多抽頭對(duì)消系統(tǒng)時(shí),為保證性能,抽頭延時(shí)間隔的設(shè)置應(yīng)避免式(32)中的情況,即根據(jù)載波頻率,抽頭延時(shí)間隔不能為半周期的整數(shù)倍。

2.3 抽頭數(shù)目的優(yōu)化

(33)

式中:

當(dāng)抽頭數(shù)目為N=b2時(shí),剩余誤差信號(hào)功率最小。

干擾對(duì)消比可表示為

(34)

可以看出,對(duì)消比由抽頭數(shù)目、抽頭延時(shí)間隔和干擾路徑延時(shí)共同影響。當(dāng)選定干擾路徑延時(shí)和抽頭延時(shí)間隔后,對(duì)消比并不是隨著抽頭數(shù)目的增加而增大,而是在某一特定抽頭數(shù)時(shí)達(dá)到最優(yōu),當(dāng)抽頭數(shù)大于這一特定抽頭數(shù)時(shí),對(duì)消比隨著抽頭數(shù)的增加而減小。

實(shí)際設(shè)計(jì)系統(tǒng)時(shí),為了降低系統(tǒng)的復(fù)雜度,在滿足干擾對(duì)消比性能指標(biāo)的前提下應(yīng)選取最小的抽頭數(shù)目。以干擾信號(hào)頻率為4 GHz,帶寬為30 MHz為例,對(duì)不同抽頭數(shù)目和抽頭延時(shí)間隔時(shí)的干擾對(duì)消比進(jìn)行仿真,抽頭延時(shí)間隔選取時(shí)已將滿足式(32)的數(shù)值剔除。結(jié)果如圖2所示。

圖2 不同抽頭數(shù)目和延時(shí)間隔時(shí)的ICRFig.2 ICR with different numbers of taps and delay intervals

結(jié)合圖2和理論分析,每增加一個(gè)抽頭,干擾對(duì)消比增加5 dB左右,而收斂速度降低90 μs左右。當(dāng)抽頭延時(shí)間隔逐漸增大,各抽頭參考信號(hào)與干擾信號(hào)的相關(guān)性逐漸降低,導(dǎo)致干擾對(duì)消比逐漸降低。因此,本文的抽頭結(jié)構(gòu)的優(yōu)化準(zhǔn)則為:① 抽頭數(shù)目較大時(shí),可以選擇較小的延時(shí)間隔,降低抽頭延時(shí)與多徑延時(shí)的匹配誤差,提高干擾對(duì)消比。② 在滿足干擾對(duì)消需求時(shí),選擇最小的抽頭數(shù)目。

3 仿 真

本節(jié)將通過仿真驗(yàn)證理論分析中有關(guān)抽頭延時(shí)間隔選取、抽頭數(shù)目、對(duì)消比和收斂速度的理論分析。本節(jié)的仿真中調(diào)制方式設(shè)置為頻率調(diào)制(frequency modulation,FM),調(diào)頻速率為100 kHz,信號(hào)帶寬為30 MHz,射頻頻率為4 GHz,發(fā)射機(jī)天線發(fā)送的信號(hào)功率為-10 dBm,濾波系數(shù)為0.1,控制步長(zhǎng)為0.5。經(jīng)計(jì)算,環(huán)路增益的穩(wěn)定范圍為K<6 561。由式(18)可得,當(dāng)抽頭數(shù)目小于12時(shí),多抽頭對(duì)消結(jié)構(gòu)均是穩(wěn)定的。采用表1中的信道參數(shù),對(duì)不同條件下的干擾對(duì)消性能進(jìn)行仿真分析。

表1 信道仿真參數(shù)Table 1 Channel simulation parameters

3.1 不同加權(quán)因子對(duì)系統(tǒng)性能的影響

圖3 不同加權(quán)因子下的ICRFig.3 ICR with different weighting factors

當(dāng)加權(quán)因子值逐漸增大,對(duì)實(shí)時(shí)計(jì)算得到的權(quán)值和誤差信號(hào)起到了進(jìn)一步濾除的作用,進(jìn)而提高了干擾對(duì)消比。隨著加權(quán)因子的增大,可有效增加參考信號(hào)和干擾信號(hào)的相關(guān)度,進(jìn)而提高權(quán)值的估計(jì)精度和干擾對(duì)消比,而且收斂速度略有提升。一般情況下加權(quán)因子的值為0.90～0.99效果較好。

相比于文獻(xiàn)[26]中的傳統(tǒng)迭代方法,本文提出的基于指數(shù)形式的迭代加權(quán)方法會(huì)提高系統(tǒng)的收斂速度,仿真結(jié)果如圖4所示。可以看出,采用本文的迭代方法,收斂速度提升了200 μs左右。

圖4 迭代方法對(duì)系統(tǒng)收斂速度的影響Fig.4 Effect of iterative methods on the convergence rate of the system

3.2 抽頭延時(shí)間隔對(duì)系統(tǒng)對(duì)消比的影響

載波頻率為4 GHz,周期為0.25 ns,選取抽頭數(shù)目為5,各抽頭的延時(shí)間隔為2 ns,此時(shí),m=16。干擾對(duì)消系統(tǒng)在不同的抽頭延時(shí)間隔下的對(duì)消效果如圖5所示。

圖5 不同延時(shí)間隔下的干擾對(duì)消效果Fig.5 Interference cancellation effect under different delay intervals

圖5顯示了使用5個(gè)等距抽頭的多抽頭干擾對(duì)消系統(tǒng)輸出的剩余誤差信號(hào)的功率。可以看出,延時(shí)間隔為1/2周期的整數(shù)倍時(shí),對(duì)消效果較差,當(dāng)延時(shí)間隔為其他值時(shí),干擾可以得到有效抑制。

3.3 抽頭數(shù)目對(duì)系統(tǒng)對(duì)消比的影響

固定最大的抽頭延時(shí)為10 ns,最小抽頭延時(shí)為0 ns,保證延時(shí)范圍覆蓋所有的自干擾信道的多徑,適當(dāng)調(diào)整延時(shí)間隔,使其不能滿足式(27)。設(shè)置抽頭延時(shí)分布為等間隔均勻分布,然后通過改變抽頭的個(gè)數(shù),觀察抽頭個(gè)數(shù)增加對(duì)干擾對(duì)消效果的影響,如圖6所示。

圖6 不同抽頭數(shù)目下的ICRFig.6 ICR under different number of taps

可以看出,在最大抽頭延時(shí)為10 ns,最小抽頭延時(shí)為0 ns的前提下,抽頭數(shù)低于6個(gè)時(shí),射頻自干擾對(duì)消能力隨著抽頭個(gè)數(shù)的上升而上升,說明對(duì)消系統(tǒng)對(duì)多徑自干擾的去除能力逐漸增強(qiáng),當(dāng)抽頭個(gè)數(shù)大于6個(gè)時(shí),干擾對(duì)消效果跟著抽頭個(gè)數(shù)的上升而下降。說明在最大抽頭延時(shí)為10 ns的情況下,抽頭數(shù)為6時(shí)能取得最優(yōu)效果,此時(shí),干擾帶寬為30 MHz時(shí),干擾對(duì)消比為57 dB。

在實(shí)際設(shè)計(jì)多抽頭對(duì)消系統(tǒng)時(shí),信號(hào)的傳輸過程具有多徑效應(yīng)。當(dāng)信號(hào)的傳輸延時(shí)較大時(shí),需要更多的抽頭擬合傳輸路徑,最優(yōu)抽頭數(shù)目必然會(huì)增大。但是在多徑傳輸中,信號(hào)的功率集中于傳輸距離短,延時(shí)小的幾條路徑上。因此,利用小延時(shí)的最優(yōu)抽頭數(shù)目設(shè)計(jì)多抽頭對(duì)消結(jié)構(gòu)可以提升干擾抑制性能。

圖7仿真了抽頭數(shù)為6時(shí),干擾帶寬分別為10 MHz、30 MHz和50 MHz的情況下,不同的延時(shí)對(duì)干擾對(duì)消的影響。無論延時(shí)的取值如何,干擾對(duì)消比都隨著干擾帶寬減小而顯著增加。但對(duì)固定延時(shí),并不是抽頭數(shù)越大,干擾抑制效果越好,而是在特定抽頭數(shù)時(shí)取得最優(yōu)效果,這也與理論分析一致。

圖7 不同干擾帶寬下抽頭延時(shí)對(duì)干擾對(duì)消的影響Fig.7 Effect of different tap delays on interference cancellation under different interference bandwidths

4 實(shí) 驗(yàn)

在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下用信號(hào)源模擬寬帶干擾發(fā)射機(jī),實(shí)驗(yàn)測(cè)試平臺(tái)如圖8所示。發(fā)射信號(hào)參數(shù)和測(cè)試頻率與第3節(jié)一致。

圖8 實(shí)驗(yàn)測(cè)試平臺(tái)Fig.8 Experiment test platform

4.1 抽頭延時(shí)間隔和加權(quán)因子對(duì)系統(tǒng)性能的影響

首先通過改變抽頭延時(shí)間隔觀察系統(tǒng)對(duì)消效果來驗(yàn)證理論分析的正確性。針對(duì)30 MHz噪聲調(diào)頻干擾,抽頭延時(shí)等間距設(shè)置,第一個(gè)抽頭延時(shí)為10 ns,抽頭延時(shí)間隔分別為11/2fc=2.32 ns,11/3fc=1.53 ns。結(jié)合式(32),當(dāng)抽頭延時(shí)間隔為2.32 ns時(shí),m=11,n=12。結(jié)果如圖9所示。

圖9 不同延時(shí)間隔下的干擾對(duì)消結(jié)果Fig.9 Interference cancellation results under different delay intervals

由圖9可見,當(dāng)抽頭延時(shí)間隔為載波頻率半周期的11倍時(shí),對(duì)消效果較差,此時(shí)干擾對(duì)消比為10 dB左右,而當(dāng)抽頭延時(shí)間隔為載波頻率半周期的非整數(shù)倍時(shí),干擾對(duì)消比為35 dB。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了上述理論分析的正確性。

接著,對(duì)優(yōu)化后的數(shù)模混合三抽頭寬帶干擾對(duì)消系統(tǒng)的收斂速度進(jìn)行分析,步長(zhǎng)設(shè)置為0.5,結(jié)果如圖10所示。由圖10可見,采用多抽頭結(jié)構(gòu)抑制寬帶干擾時(shí),不僅能夠獲得較高的干擾對(duì)消比,而且收斂時(shí)間較快,約500 μs。

圖10 收斂速度Fig.10 Convergence speed

4.2 抽頭數(shù)目對(duì)系統(tǒng)性能的影響

通過改變抽頭數(shù)目,針對(duì)30 MHz噪聲調(diào)頻干擾,驗(yàn)證抽頭數(shù)目對(duì)系統(tǒng)性能的影響,結(jié)果如圖11和表2所示。

表2 ICR的結(jié)果對(duì)比Table 2 ICR results comparison

圖11 不同抽頭數(shù)目下的對(duì)消結(jié)果Fig.11 Interference cancellation results with different tap numbers

可以看出,隨著抽頭數(shù)目的增加,干擾對(duì)消比逐漸提高。當(dāng)抽頭數(shù)目達(dá)到最優(yōu)抽頭數(shù)6時(shí),干擾對(duì)消比最高,為51 dB。隨后,抽頭數(shù)目增加,干擾對(duì)消比逐漸降低。系統(tǒng)的收斂速度隨著抽頭數(shù)目的增大逐漸降低。由表2可以看出,實(shí)驗(yàn)結(jié)果低于仿真結(jié)果,這是由于實(shí)驗(yàn)中包含較多的非理想因素,如延時(shí)失配、溫漂等。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

4.3 干擾信號(hào)類型和帶寬對(duì)系統(tǒng)對(duì)消比的影響

本節(jié)分別對(duì)不同類型和帶寬的干擾進(jìn)行測(cè)試。抽頭延時(shí)等間距設(shè)置,第一個(gè)抽頭延時(shí)為10 ns,抽頭延時(shí)間隔為11/3fc=1.53 ns。不同發(fā)射功率下的干擾對(duì)消效果如圖12所示。

圖12 不同發(fā)射功率下的ICRFig.12 ICR under different transmit powers

干擾信號(hào)功率增大時(shí),干擾對(duì)消比也隨著增大。當(dāng)干擾信號(hào)功率為-10 dBm時(shí),數(shù)模混合三抽頭寬帶干擾對(duì)消系統(tǒng)對(duì)調(diào)頻干擾的對(duì)消能力為40 dB,對(duì)噪聲干擾的對(duì)消能力為33 dB,對(duì)噪聲調(diào)頻干擾的對(duì)消能力為35 dB,對(duì)脈沖調(diào)頻干擾的對(duì)消能力為34 dB。

此外,針對(duì)噪聲調(diào)頻干擾,通過改變干擾信號(hào)帶寬,驗(yàn)證數(shù)模混合三抽頭寬帶干擾對(duì)消系統(tǒng)的干擾對(duì)消比。發(fā)射功率為-10 dBm,結(jié)果如圖13所示。

圖13 不同帶寬的ICRFig.13 ICR of different bandwidths

噪聲調(diào)頻干擾的帶寬分別為10 MHz、20 MHz、30 MHz、40 MHz、50 MHz,相應(yīng)的干擾對(duì)消比分別為50 dB、40 dB、35 dB、32 dB、27 dB。隨著干擾帶寬的不斷增大,干擾對(duì)消比逐漸降低。因此,針對(duì)固定帶寬的干擾信號(hào),可以通過設(shè)置抽頭數(shù)目和抽頭延時(shí),獲取最優(yōu)對(duì)消效果。一般情況下,干擾信號(hào)帶寬未知,則可以根據(jù)有用信號(hào)的帶寬設(shè)置。只需保證有用信號(hào)帶內(nèi)的干擾信號(hào)得到有效抑制,通信系統(tǒng)便可正常工作。

5 結(jié) 論

本文研究了多抽頭結(jié)構(gòu)的寬帶射頻干擾對(duì)消及優(yōu)化設(shè)計(jì)。本文的主要結(jié)論如下:

(1) 定量推導(dǎo)出抽頭數(shù)目和抽頭延時(shí)間隔對(duì)系統(tǒng)性能的解析公式,得到了抽頭數(shù)目、抽頭延時(shí)間隔和系統(tǒng)對(duì)消性能的交互耦合關(guān)系。

(2) 提出了指數(shù)形式的迭代加權(quán)方法,可以提高收斂速度。通過增加指數(shù)迭代因子,不僅可以保證參考信號(hào)與干擾信號(hào)的相關(guān)性,而且提升了權(quán)值計(jì)算的精度。

(3) 得到抽頭數(shù)目和抽頭延時(shí)間隔的優(yōu)化準(zhǔn)則,即根據(jù)載頻選擇抽頭延時(shí)間隔,根據(jù)干擾路徑延時(shí)和抽頭延時(shí)選擇最佳抽頭數(shù)。

本文的研究結(jié)果可作為多抽頭對(duì)消系統(tǒng)中抽頭數(shù)目和抽頭延時(shí)間隔選擇的重要依據(jù)。