一種基于變容管偏置的溫度補償LC振蕩器

張 麒, 尹勇生, 許江超, 孟 煦

(1.合肥工業大學 微電子設計研究所,安徽 合肥 230601; 2.合肥工業大學 教育部IC設計網上合作研究中心,安徽 合肥 230601)

頻率源的研究與設計是近現代電子領域的重點,其為相關電子系統提供高度穩定和準確的參考時鐘信號,在數據傳輸過程中數字信號發送器和接收器同步。因此頻率源的信號質量直接影響或決定了雷達、導航、通訊、儀表或大規模數字電路的性能。

得益于良好的頻率穩定性,片外晶體振蕩器(crystal oscillator,XO)幾乎是過去幾十年中的不二之選[1]。芯片會從外部獲得準確的、不隨電源電壓和環境溫度變化的頻率信號,在片內進一步通過鎖相環(phase locked loop,PLL)、延遲鎖定環(delay locked loop,DLL)產生所需的高頻頻率信號或多相位頻率信號。然而,片外元器件的使用會大大提升系統整體的成本。

隨著工藝的發展和電路技術的進步,越來越多的電子元器件被集成至芯片之內,晶體振蕩器逐漸成為全片上設計的最后障礙。在CMOS工藝中直接集成晶振方案對光刻等加工工藝有著極高的技術壁壘,也大大延長了制造周期。

近年來,設計低溫漂的全片上振蕩器已經逐漸成為工業界和學術界的共同熱門研究課題[2-6],其中RC振蕩器和LC振蕩器均是良好的備選方案。RC振蕩器的芯片面積極小、功耗較低,相比LC振蕩器更加受到好評。但是,片上電阻溫度靈敏度較高,在溫度范圍內的頻率穩定性較差,其溫漂引起的總頻率誤差為1%～5%[3],進一步提升對溫度免疫能力需要使用復雜的補償和校準技術。然而LC振蕩器中電感受溫度影響較小,其一階溫度系數fTC可能僅在-100×10-6℃-1的量級。考慮到LC振蕩器的相位噪聲性能亦遠優于RC振蕩器,其占用芯片面積較大的缺點是完全可承受的。

本文設計一款基于LC振蕩器的低溫漂片上振蕩器,通過隨溫度變化改變可變電容的偏置電壓,進而彌補LC振蕩頻率隨溫度的變化。本文介紹LC振蕩器的基本原理,分析溫度變化對振蕩頻率的影響及LC振蕩器中的溫度補償方式,提出本文使用的補償方式,對關鍵電路模塊進行分析;最后由仿真結果得出結論。

1 溫度對振蕩頻率的影響

在理想情況下,LC諧振腔的本振頻率的計算公式為:

(1)

其中:L為諧振腔中的儲能電感;C為儲能電容。

由于制造工藝方面的限制,零損耗的無限質量因數Q理想電感實際上是不存在的。實際的LC諧振腔分別用RL、RC表示電感金屬電阻損耗和電容內的寄生損耗,電路結構如圖1所示。

其總阻抗的公式為:

(2)

由巴克豪森判據可知,實際的振蕩頻率應是在相移∠Ztank為0的頻率點,解得考慮損耗后的實際振蕩頻率為:

(3)

在幾個吉赫茲的頻段,電感的損耗顯著大于電容的損耗,因此式(3)可近似為:

(4)

圖2 諧振腔振蕩頻率和電感的損耗電阻隨溫度變化趨勢

2 LC振蕩器中的溫度補償方式

2.1 阻抗相位的零溫度工作點

式(2)中阻抗Ztank(s)的相位∠Ztank隨頻率變化的特性如圖3所示。從圖3可以看出,存在一個非零的相位θNULL,不同溫度情況下的∠Ztank-f曲線交匯于此。因此,如果令振蕩器工作在該非零相位處,那么振蕩器的溫漂特性可以被大大改善。

圖3 不同溫度下LC諧振腔阻抗的相位-頻率特性

在文獻[6]的電路結構中添加一個環路相位為-θNULL的相位偏移模塊。這樣,只有當諧振腔的阻抗處于相位為θNULL的情況時,整個振蕩器才滿足巴克豪森標準。

最后所產生的頻率偏差如圖4所示,為數十個10-6單位量,這比傳統LC振蕩器至少能提高十幾倍。

圖4 傳統振蕩器和自補償振蕩器的頻率偏差比較

然而,在振蕩器中引入準確的θNULL是十分具有挑戰性的。用于引起相移的注入電流可能會惡化噪聲性能;文獻[6]中的正交振蕩器結構雖然可達到相位偏移的目的,但內含2個LC諧振腔結構會導致芯片面積的大幅度增加。

2.2 反向調節可變電容偏置的溫度補償方案

本文使用的方式是針對溫度對電壓的影響,設法控制電壓的溫度系數,并利用可變電容的電容-電壓特性側面襯托電容的電容-溫度特性,與電感的溫度系數相互抵消,以達到穩定振蕩頻率的目的。

由式(4)可得,為了穩定整個諧振腔的溫度系數,以得到不受溫度影響的高精度振蕩頻率,可在諧振腔內添加可變電容器,利用可變電容器的負溫度系數部分與電感的正溫度系數部分相互抵消,在溫度變化時達到動態平衡。加入可變電容后,式(4)可改為:

(5)

其中,Ctot=Cf+CV[Vctrl(t)],Cf為諧振腔中固定電容和寄生電容之和,CV為可變電容,Vctrl(t)為溫度相關線性電壓。

對f1進行關于溫度的求導:

(6)

令式(6)的結果為0,可得:

(7)

3 關鍵電路設計模塊

3.1 振蕩器核心電路

系統核心的振蕩器電路的原理結構如圖5所示。

圖5 振蕩器電路的原理結構

圖6 可變電容CV-Vctrl特性和

為了保留對振蕩頻率校準的能力,所設計的LC振蕩器額外增加了4 bit的開關電容,如圖7所示。

圖7 開關電容陣列的差分開關

當圖7a內的3個MOS管導通后,中間的MS3管可看作是2個電阻RSW3/2分別與兩邊MOS管代表的電阻RSW1和RSW2并聯在一起,與電容串聯的總電阻就會減小,從而提高開關的品質因數,減小對振蕩器品質因數的影響。

3.2 偏置產生模塊

一方面,由前文的討論可知,Vctrl應為一正溫度系數電壓;另一方面,根據文獻[7]內討論的格羅什科夫斯基(Groszkowski)效應可知,因為電容在高頻時呈現比電感低得多的阻抗,會吸收電流內大部分的頻譜成分,所以偏置電流中的高次諧波含量會導致電感和電容之間的功率不平衡,電流的增加會導致LC振蕩器的振蕩頻率降低,仿真結果如圖8所示。

圖8 偏置電流對振蕩頻率的影響

因此,振蕩器需要一個不會隨溫度變化的穩定偏置電流。

為了得到不隨溫度變化的穩定偏置電流,本文設計的偏置模塊如圖9所示。其中,由于運放A1的作用,X、Y兩處的電壓關系為VX≈VY≈|VBE1|,得到流經M1的電流I1大小為ΔVBE/R1,即VTln 3/R1∝T,因此I1為一個正溫度系數電流。

圖9 電路的偏置電流模塊

此外,在A2的作用下,有VM≈VN≈|VBE3|,得出流經M2的電流為|VBE|/R2,即I2為一個負溫度系數電流。最后,由I1、I2的線性組合可以得到零溫度系數的偏置電流Ibias,用以偏置振蕩器的核心電路,避免前文提及的Groszkowski效應。

不同工藝角下的偏置電流基本不隨溫度的變化而變化,如圖10所示。

圖10 不同工藝角下偏置電流的仿真結果

同時,正溫度系數的電流I1經過拷貝和放大后,會用于驅動3個可選電阻器組中的一個,如圖11所示。

圖11 可變電容控制電壓調整模塊

其中,3個電阻器組的總電阻各是由2個分別擁有正溫度系數和負溫度系數的電阻線性組合而成,具有相同的大小,但具有不同的溫度系數,這取決于組中電阻器的類型。

在振蕩器的輸出處級聯了可編程分頻器,用于將LC振蕩器較高的振蕩頻率進行分頻,得到30 MHz左右的常用參考源頻率。

4 仿真結果

本文在SMIC 180 nm CMOS工藝下完成設計,并在cadence spectre下完成了后仿真。本文設計的版圖如圖12所示,芯片面積為0.24 mm2。仿真顯示,在27 ℃時,振蕩頻率約為2.4 GHz,功耗為7.12 mW。

圖的計算結果和仿真結果

振蕩器分頻前和分頻后的相位噪聲的仿真結果如圖14所示。從圖14可以看出,在1 MHz頻偏處的相位噪聲為-120.586 8 dBc/Hz,對應情況下的振蕩器品質因數(figure of merit,FOM)為179.67 dBc/Hz。

圖14 振蕩器分頻前和分頻后的相位噪聲仿真結果

由仿真結果不難看出,分頻電路進一步提升了所產生頻率信號的相位噪聲性能,最后得到的30 MHz頻率信號在10 kHz頻偏處的相位噪聲可達到為-112.923 0 dBc/Hz,對應的FOM的大小為173.94 dBc/Hz。

不同工藝角下的振蕩器頻率隨溫度的變化如圖15所示。

圖15 不同工藝角下振蕩器頻率隨溫度的變化

在最差情況下,本文設計達到了8.68×10-6℃-1的溫漂特性,驗證了技術方案的有效性。將本文研究結果與其他研究結果進行對比,見表1所列。

表1 本文與相關文獻結果的對比

從表1可以看出,文獻[2]中的RC結構盡管需要的功耗非常小,但在高頻性能和溫度補償性能2個方面遠不如本文的LC結構;另外,與文獻[9]的LC結構進行比較,溫度補償性能較差,但功耗的需求量得到降低,且振蕩器品質因數的差距不是非常大,因此本文設計的LC振蕩器能夠滿足相關系統的要求。

5 結 論

本文設計了一款具備頻率漂移補償技術的LC振蕩器,用以替代片外晶體振蕩器。本設計利用溫度對控制電壓的影響改變偏置變容管的特性,使整個振蕩器的溫度系數為0,從而減少振蕩器頻率輸出的溫度漂移效應。后仿真結果顯示,本文所提出的方案切實有效,達到了較優的溫漂特性和優越的噪聲性能。