一種井下ICPT 供電電路設計和數值分析

孟巍，蘭洪波，胡娜娜

（中海油田服務股份有限公司，北京，101149）

0 引言

ICPT，全稱為Inductively Coupled Power Transfer，即非接觸感應耦合電能傳輸技術。目前已經在電動汽車、生物醫電、家用電器、石油鉆井等領域得到成功應用。它不僅可以應用于單輸入與單輸出的供電系統，還能用于構建多輸入、多輸出及雙向傳輸系統。

在石油鉆探井下儀器當中，經常需要在旋轉軸與不旋轉部件之間進行電能傳輸。如果采用有線連接方式，無法適用于相對旋轉的兩個部件之間的電連接；而傳統的電刷滑環方式，由于需要封閉旋轉軸與不旋轉部件之間的泥漿通道，需要設計旋轉動密封的結構，可靠性很差，在鉆井井下工作條件下，容易產生動密封的失效，影響設備的可靠性及使用壽命。而采用ICPT 技術，進行非接觸式的電能傳輸，可以解決為相互旋轉的模塊提供電能的問題。

本文采用ICPT 技術，為井下電能耦合傳輸裝置設計了一種電能傳輸電路，并提供了穩態工作狀態下的參數計算方法。該裝置采用了初級線圈與次級線圈的非接觸設計，減少了電刷之間產生電火花的現象并可減少磨損，提高了設備的可靠性。該裝置結構框圖和功能框圖如圖1 所示：通過非接觸式電磁耦合將初級輸入的直流電源傳送到次級，為次級所連其他設備提供電源。其原理主要是利用高頻電磁感應技術、電力電子技術和信號調制解調技術，在相對轉動的內外環結構間實現非接觸的電能信號傳遞。

圖1 ICPT 電能傳輸裝置功能框圖

1 總體設計

井下電能耦合傳輸電路的工作基本流程如下：

（1）將旋轉導向開關電源輸出的48V 直流電源Vd，通過ZVS 諧振逆變電路將其變換成高頻交流電流，在初級的能量發射電磁線圈內形成時變的電磁場，發射交變電磁能量。

（2）通過電磁感應，在次級的能量拾取線圈中便產生相應頻率的正弦感應交流電動勢。

（3）次級傳輸進來的正弦交流電，經過AC-DC 變開關電路，能形成36V 的主電源輸出。再由集成DC-DC 芯片轉換+-15V，+5V 的三路DC 輸出，供控制模塊和芯片使用。

在初級電路中，我們采用電流饋送型推挽式并聯諧振電路(Pull Push Current-Fed Parallel Resonance Converter)[1]，該系統的典型拓撲如圖2 所示。它的主要特點是：

圖2 典型的ICPT 電路拓撲

（1）非接觸傳輸能量需要高頻交流電，兩個開關根據諧振電壓的過零點交遞開關，形成PUSH-PULL 拓撲電路；零電壓切換，叫做ZVS（Zero Voltage Swtich），有效減小開關損耗。

(2)初級線圈與電容形成高品質的諧振回路，可以保證較完美的正弦振蕩波形。

(3)輸入所接的大電感相比諧振電感大不少，可以看作是恒流的電流源在給諧振回路交替注入方波電流，所以初級也叫電流型逆變電路。

(4)次級和初級線圈不在一個磁芯上，所以原次級要形成High-Leakage 變壓器，保證兩者之間有較高的互感，保證能量的傳輸。

圖2 中逆變電路由Q1 和Q2 兩個MOSFET 構成兩個開關，Lp 與Cp 分別為系統能量發射線圈電感和線圈補償電容，它們構成LC 并聯諧振回路。Q1 與Q2 兩個開關管交替導通，以Cp 上電壓過零點為切換的觸發條件，實現開關器件的ZVS（Zero Voltage Switch，零電壓開關）控制。圖中的直流電感Ld 和兩個分裂電感Lsp1 和Lsp2 的作用是向諧振網絡注入方波電波，這是電流源型并聯諧振電路的一大特征。

2 控制電路設計

控制電路部分主要實現主電路ZVS 軟開關運行控制、開關管驅動電路、主要電壓參數采樣等功能。控制電路結構如圖3 所示。

圖3 控制電路結構框圖

當其中一個MOSFET 管的D 極，也就是連接諧振網絡的節點，電壓為正時，該開關管關閉，另一個開關管打開；反之亦然，這樣就形成了根據電壓過零點切換的交替導通和關閉。

■2.1 采樣比較電路

采樣電路通過采樣諧振電容電壓，精確采樣得到高頻諧振電壓的過零點，產生準確過零切換信號，以保證準確的零電壓開關。采樣比較電路是由電阻分壓環節及過零比較環節構成。電阻分壓環節用于將諧振電壓幅值降至適合于比較器輸入的幅值范圍內。而過零比較環節主要由高速集成比較器構成，比較器的輸出在過零點時會發生正負切換，此時開關也會交換開關狀態。

■2.2 開關控制信號的邏輯電路

開關控制信號的邏輯電路以比較器輸出為輸入，利用與非門和與門完成對兩個開關門的控制邏輯，達到零電壓切換的目的。

■2.3 開關管驅動電路

MOSFET 由于開關速度快、易并聯、所需驅動功率低等優點已成為開關電源最常用的功率開關器件之一。跟雙極性晶體管相比，MOSFET 是電壓控制型，只要GS 電壓高于一定的門限值就可以導通。但是，在需要速度的情況下，必須考慮電流因素。在MOSFET 管的結構中可以看到，在GS 和GD 之間存在寄生電容，而MOSFET 管的驅動，實際上就是對電容的充放電。對電容的充電需要一個電流。所以一個好的MOSFET 驅動電路的要求是：開關管開通瞬時，驅動電路應能提供足夠大的充電電流使得MOSFET 的G-S 極間電壓迅速上升到所需值，保證開關管能快速開通且不存在上升沿的高頻振蕩。開關管導通期間驅動電路能保證MOSFET 柵源極間電壓保持穩定以使導通可靠。關斷瞬間驅動電路能提供一個盡可能低阻抗的通路供MOSFET 柵源極間電容電壓的快速泄放，保證開關管能快速關斷。關斷期間驅動電路最好能提供一定的負電壓避免受到干擾產生誤導通，簡單可靠，損耗小。所以我們選用AD 公司的集成MOSFET 驅動器，它具有良好的電流輸出能力，能滿足對ZVS 中MOSFET 的驅動需要。

3 電路的相關參數計算

■3.1 重要的器件參數

電能電路最重要的指標是功率和效率，對它的數值分析是非常重要的，可以給特定應用的設計提供重要的前期參考作用[2，3]。在對電路進行數值分析時，要先確定和ICPT 諧振回路有關的參數。測量井下耦合傳輸裝置的電磁骨架，在1kHz～100kHz 區間，通過阻抗分析儀測得的平均參數如表1 所示。

表1 耦合裝置電氣參數

上述電感值，是耦合器相對旋轉的外筒合在一起后測得的值。不能將兩個筒子分開測量單獨的電感值，因為這樣做還原不出工作結構的磁環境。需要注意的是，在電能傳輸耦合機構互感較高的情況下，拾取端也可以沒有電容補償[4]。

測量松耦合變壓器互感的方法如下[5]：將初級和次級線圈的一對異名端連接在一起，另一對異名端與測量表筆連接在一塊，讀取測得的電感值L1，這種連接方式稱為順接（串聯順串）。然后，將初級和次級線圈的一對同名端連接在一起，另一對同名端與測量表筆相連，讀取測得的數值L2 這種連接方法稱為反接串聯（反串）。

通過L1=Lp+Ls+2M和L2=Lp+Ls-2M兩個式子，得到互感為：

由以上的方法，得到耦合器的互感為：M=152.3μH。

■3.2 諧振電壓Vp 的計算

圖4 是初級諧振線圈在ZVS 模式工作時的波形圖。波形Vpowerl1 是線圈和Q1 的D 極相接的那端相對于地的電壓波形；Vpowerl2 是線圈和Q2 的D 極相接的那端相對于地的電壓波形；Vp 是線圈兩端的相對電壓波形。

圖4 初級諧振線圈ZVS 模式時的電壓波形圖

直流電源48V 輸出到直流電感Ld 和分裂電感Lsp1、Lsp2，分裂電感再連接到諧振網絡，振蕩電路的兩端和Q1，Q2 的D 極分別相連。考察電壓Vpowerl1 和Q1。在Q1 合上的半周期里，Vd 直接對分裂電感Lsp1 充電；在Q1 斷開的另一半周期里，分裂電感Lsp1 對諧振網絡放電。

這可以看成在一個開關周期內，直流電壓Vd 直接對諧振網絡供電，設諧振網絡電壓峰值為Vp。根據時間—電壓平衡的原理，在一個周期T 內，兩者根據時間積分的積分值應相等。所以有：

得到，VP=πVd=150.7V，可見諧振形成進入穩態后，諧振電壓峰值主要由輸入直流電壓決定。

■3.3 空載諧振頻率和感應電動勢的計算

當次級空載的時候，初級諧振網絡的阻抗為[6]：

所以解得諧振角速度為：

由于ω0Lp?rp，所以振蕩頻率f≈f0，ω≈ω0。

將耦合器參數代入，可以得到：

諧振時的角速度為：

諧振頻率為：f0=36.0kHz。

回路的品質因數為Q≈55，這樣高的品質因數，能保證諧振的產生和維持。

利用實際的數值，得到次級開路時，初級電流峰值Ipoc=4.25A；次級開路電壓峰值Vpoc=146.8V。

■3.4 次級反射阻抗對初級的影響

次級的電流為：

次級考慮并聯補償模型，和初級一起組成了PP 模型。在次級線圈的兩端并聯了補償電容和負載，如圖5 所示。

圖5 PP 結構

根據初級和次級的線圈電感值，以及初級的諧振電容，選取次級的諧振電容值為0.01μF。則有Zs=jωLs+1/(jωCs+1/Ro)，同時次級的復功率為。

其中反射阻抗的實部和虛部分別是：

等效電路圖如圖6 所示。

圖6 初級諧振線圈工作時等效阻抗圖

設初級電感的等效串聯電阻為rp，則耦合器帶載工作時候的初級阻抗為：

根據初級的阻抗表達式繪圖，曲線的頂點處即是在當前工作狀態下，耦合器的諧振頻率。

流入諧振網絡的電流，因為直流電感的存在，是近似于方形的交流電。我們考慮主要因素，即一次諧波分量，有。

帶載工作時的初級電流可以計算為：

次級感應出電動勢，用電壓源模型，次級的短路電流為：

將電壓源模型轉換為電流源模型，則次級的輸出電壓：

所以，輸出功率可以從下式得到：

4 相關測試

將電能耦合傳輸電路和耦合器磁機構連在一起做測試，輸入為實驗室臺式直流電源提供的48V 直流電，輸出接交流可編程負載。

在次級開路時，初級線圈電壓和電流波形圖如圖7 所示，黃色是電壓波形，藍色為電流波形。通過波形圖可以看出電壓峰值在150V 與160V 之間；電流峰值幅度在3.9A 左右；頻率為35.7kHz 左右。而理想的計算數據分別為151V、4.25A、46kHz，吻合得較好，實際電流值偏小的原因在于真實的損耗未計算在內。

圖7 初級線圈電壓和電流與次級線圈電壓

次級開路時，次級線圈的感應電壓波形如圖7 所示，峰值在150V 左右。在不同的負載和頻率下對電路的重要參數進行計算，如表2 所示。

表2 不同負載下的穩態參數計算結果

用前述方法進行理論計算，在負載為200Ω、100Ω、70Ω 和50Ω 時，初級諧振回路的阻抗圖如圖8 所示。

圖8 負載為200Ω、100Ω、70Ω 和50Ω 時的諧振回路阻抗圖

由表2 和圖8 可以看出，負載越大，輸出功率越大；初級阻抗的Q 值越小，但在輸出200W 的時候還能保持諧振所需要Q 值。諧振頻率和次級輸出電壓在不同的負載下相對比較穩定，這是此電路的重要特別，這大大簡化了后級電路動態響應特性的設計。初級振蕩電壓和電流當中，電壓相對穩定，電流波動也很小，也對挑選器件參數是極為有利的。

5 結論

本文提供了一種完整的基于ICPT 電路的井下電能耦合發射電路的設計方案和相關的數值計算方法。在設計時，要合理地選擇輸入分裂直流電感，諧振電容、線圈電感、原次級互感和諧振頻率等重要參數。ZVS 控制可以通過判斷諧振電壓過零點，合理地對開關信號進行交替控制，使電路進入穩定的諧振狀態。該電路模塊原理清晰，設計合理，很好地達到了模塊的設計指標。