超寬帶交指腔體濾波器的設計

李玉峰,劉 裕,梁明珅

(沈陽航空航天大學 電子信息工程學院,遼寧 沈陽 110136)

0 引言

隨著對高速無線通信需求的加劇,各種信道越來越寬,同時頻段的劃分也越來越細,而作為劃分信道的關鍵器件,濾波器的性能要求也越來越高。腔體濾波器是一種被廣泛應用的頻率選擇硬件,其具有高品質因數(Q)值、高功率容量及低損耗等優秀性能,在通信、雷達及導航等領域獲得了廣泛的應用場景[1-4]。

本文利用HFSS軟件設計了一種新式抽頭結構,此結構能夠滿足超寬帶濾波器對極低外部品質因數(Qe)的需求,并在設計了此結構的基礎上使用此結構設計出了一款通帶為10.2～16.7 GHz的超寬帶腔體濾波器,并進行測試,驗證了相關結論。

1 濾波器設計方案

本文設計中要求通帶范圍為10.2～16.7 GHz,換算為相對帶寬為49.8%,最大電壓駐波比(VSWR)小于1.8,說明可有一定的通帶紋波,所以本文選擇采用切比雪夫低通原型濾波器進行設計[5]。

設計利用CoupleFil軟件進行網絡參數提取,利用HFSS軟件進行腔體模型仿真驗證,利用計算機數字控制機床(CNC)精雕和線切割加工制作了濾波器的零件。

2 單腔諧振器設計

腔體濾波器一般由多個諧振器互相耦合而成,本文對其中使用的諧振器進行設計。

各種不同形式的諧振器功能基本相同,均可視為LC諧振回路,在通路中并聯1個LC并聯諧振回路,相當于創造了1個傳輸極點,所以一般調諧完成的腔體濾波器通帶內傳輸極點的個數與濾波器的階數相同。

單腔仿真的設計重點為腔體尺寸和諧振器結構,是由諧振頻率和耦合系數的實現難度決定。該濾波器的中心頻率為13.05 GHz,因此腔體的體積較小,但由于濾波器的相對帶寬較寬,導致對耦合系數的要求較高,所以腔體中必須有諧振柱來集中電場,以提高耦合強度。

圖1為本文設計的諧振腔模型及其等效電路。本文濾波器采用左右兩塊蓋板及中間的交指腔體組成,故單腔模型為長方體,其中的諧振柱是方形的,如果采用圓形諧振柱,則無法使用CNC精雕加工。腔體左右留出空間是為了后期方便焊接探針。通常諧振柱高度為中心頻率波長的60°～70°電長度,由于13.05 GHz電磁波的全波長約為23 mm,故此設置諧振柱高度為4 mm。

圖1 諧振腔模型與其等效電路

圖2為單腔仿真模型參數。圖中,L、W、H分別為腔體長、寬、高,Lr、Wr、Hr分別為諧振器長、寬、高,Rt為調諧螺釘半徑,Ht為調諧螺釘高。表1為單腔模型參數。由圖2、表1可以看出,調諧螺釘采用M1.6規格。對模型中調諧螺釘長度進行參數掃描(見圖3),從0～0.8 mm,每0.05 mm取一個掃描點。

表1 單腔模型參數

圖3 調諧螺釘長度的參數掃描結果

由圖3可知,當諧振腔的諧振頻率為13.05 GHz時,調諧螺釘長度剛好在可調范圍的中間;當調諧螺釘伸長時,由于諧振柱頂端與調諧螺釘間電容增大,腔體的諧振頻率快速降低。

3 腔間耦合設計

首先需要確定濾波器級數。腔體階數為[5]

(1)

式中:LAs、LAr分別為阻帶衰減和通帶紋波;Ωs為低通原型阻帶邊界。設計中,Ls在帶外的9 GHz處有50 dB的阻帶衰減,而回波損耗RL及LAr為

(2)

LAr=-10log(1-100.1RL)

(3)

設計中,需求的駐波比(VSWR)為1.8,由式(2)可得對應的回波損耗RL≈10.88 dB。但若取RL=10.88 dB,則后期設計將無任何誤差空間,難以實現,故取RL=20 dB。

根據項目需求,濾波器需在39 GHz處阻帶衰減達到85 dB,則取LAs=85 dB,Ωs為

(4)

式中:fr為阻帶帶邊頻率;f0為通帶中心頻率;BW為相對帶寬。

設計中,fr=9 GHz,f0=13.05 GHz,BW=49.8%,將其代入式(1)可得n≥8.87,即至少需要9階濾波器才能滿足需求,為了留出余量,同時使其成為對稱結構,本文設計采用11階低通原型。

使用CoupleFil軟件進行網絡參數提取,如圖4所示。表 2為目標網絡參數mi,j。

圖4 CoupleFil仿真理想S參數曲線

由表2可以看出,整個濾波器的耦合系數是對稱的,mi,j與對應耦合系數ki,j間的關系為

表2 目標網絡參數

ki,j=mi,j·BW

(5)

由式(5)計算可得k1,2=k10,11=0.403 5,k2,3=k9,10=0.289 7,k3,4=k8,9=0.269 9,k4,5=k7,8=0.263 4,k5,6=k6,7=0.261 2。與窄帶濾波器的耦合系數相比,超寬帶濾波器的耦合系數較大,說明寬帶濾波器所需腔間耦合強度更高。

圖5為腔間耦合模型及其等效電路。用HFSS軟件直接仿真得出耦合模型兩個模式的諧振頻率f1、f2,通過f1、f2可計算出此模型實際的耦合系數[5-6]為

(6)

設參數D為2.2～3.6 mm,每0.2 mm取1個掃描點,可得耦合系數與D的關系如圖6所示。由圖可初步得出D分別為2.35 mm、2.83 mm、2.94 mm、2.98 mm和2.99 mm。

圖6 耦合系數與D參數的關系

4 抽頭設計

超寬帶濾波器的設計難點是抽頭,因為抽頭結構的設計主要是為了實現所需的外部品質因數Qe值。從低通原型提取Qe、ki,j為

(6)

由式(6)可看出,Qe、ki,j都反映了某種耦合關系,ki,j對應腔間耦合,那么Qe則對應了輸入與第一階腔體間的耦合,且ki,j越大,表示腔間耦合越大;Qe越小,表明抽頭耦合越大。

前文已求出Qe的理想值為2.07,所以在抽頭仿真時模型的Qe≈2.07。而Qe=2.07表明抽頭耦合相當大,所以這里需要對抽頭結構進行設計,以提高耦合,設計出新式抽頭結構如圖7所示。圖中,l、w、h分別為方塊長、寬、高。

圖7 新式抽頭結構

提高耦合電容比提高耦合電感簡單。由圖7可知,金屬方塊的加入使進線與金屬方塊底部產生了較大的電容,此電容可根據金屬方塊的大小進行改變,利用此電容提高進線與第一階腔體的耦合,實現降低模型Qe的效果。

此模型將抽頭探針放在較高位置,其原因:

1) 新式抽頭結構與傳統抽頭結構均在探針較高時擁有較小的Q值,如果開始將抽頭設置得較高,則調整金屬方塊時可節省大量時間。

2) 在探針下方空出較大空間,能為探針的焊接帶來便利。

對金屬方塊的長、寬、高進行參數掃描得到Qe與方塊高、寬及長的關系如圖8～10所示。

圖8 Qe與金屬方塊高度的關系

圖9 Qe與金屬方塊寬度的關系

圖10 Qe與金屬方塊長度的關系

由圖8～10可以看出,金屬方塊的體積越大,對Qe的影響越大。仿真實驗結果表明,金屬方塊的加入,增大了耦合電容,且金屬方塊越大,增加的耦合電容越大,從而降低了Qe。新式抽頭結構能輕松實現Qe=2.07。

5 完整濾波器仿真

經過對濾波器的單腔結構、雙腔耦合結構及輸入輸出結構的設計后,將3部分結合起來,得出完整腔體模型如圖11所示。

圖11 完整濾波器模型

進線是50 Ω同軸線,內外導體間采用特氟龍材質,可以使探針與腔體入口絕緣,直接連接到諧振柱。諧振柱頂部是M1.6調諧螺釘,可以通過調整調諧螺釘長度,優化仿真結果。經過優化可得S參數和駐波比仿真結果,如圖12所示。經測試,模型的通帶回波損耗大于15 dB,駐波比小于1.7,滿足工程需求。

圖12 S參數和駐波比仿真結果

6 濾波器實物制作

在上述腔體外側加上金屬框架,打上螺紋孔即可加工出濾波器零件實物如圖13所示。將其進行組裝,可得濾波器樣品成品,如圖14所示。

圖13 濾波器零件實物

圖14 濾波器樣品成品

通過網絡分析儀對其進行調整與測量,可得樣品測量結果,如圖15所示。由圖可看出,通帶內插入損耗不大于0.9 dB,在通帶內回波損耗大于12 dB,電壓駐波比小于1.7。

圖15 樣品測量結果

7 結束語

本文闡述了微波濾波器的理論依據,提出了一款能夠實現極低Qe的新式抽頭結構,并依據理論設計了一款超寬帶腔體濾波器。在HFSS仿真中,濾波器模型在10.2～16.7 GHz通帶內,回波損耗大于15 dB。通過實物檢測,測得其回波損耗約為12 dB,駐波比小于1.7,完成了超寬帶濾波器的設計,驗證了新式抽頭的可行性。