面向疏浚工程的電阻層析測量系統優化設計

于 濤,羅 剛,辛長浩,岳士弘

(1.中交天津航道局有限公司,天津 300457; 2.天津大學電氣自動化與信息工程學院,天津 300072)

0 引言

疏浚工程[1]主要集中在海域作業。船體時常會產生大范圍的靜電,并且船上有大量用于保證疏浚作業正常進行的高功率電子器件。這會導致疏浚船體上存在大量的、各種頻率的電磁噪聲。目前,電阻層析測量系統已經應用于疏浚工程中[2-3]。電阻層析測量系統包括3個主要部分,分別為傳感器、數據采集系統和上位機。數據采集系統是電阻層析系統的核心部分,不僅通過傳感器完成測量對象信號采集,還要把信號通過通信接口傳到上位機進行參數檢測和控制。若要保證數據采集系統對應的測量系統在疏浚船體上正常運行,則需要對當前系統進行深度優化,以提高信噪比[4-6]。在實際工況中,疏浚管道內的泥漿流速較快。然而,當前測量系統的采集信號頻率較低,測量周期內的管道截面會產生較大變化,造成單組測量值與疏浚管道截面分布的一致性無法保證。為了提高系統的實時性以及信號采集的精度和穩定性,需要提升系統的信號頻率。

本文主要圍繞電阻層析的數據采集系統以及上位機系統進行相關優化,以提高測量的激勵信號頻率、采集速率和測量系統在疏浚管道上作業的精確性以及穩定性。

1 電阻層析數據采集系統

當前普遍使用的電阻層析數據采集系統的主要參數如下:采集速度為60 fps;信噪比為52 dB;系統信號頻率為80 kHz。該系統具有集成度高、易于擴展、傳輸速度快等特點[7-8]。

數據采集系統是整個電阻層析測量系統的核心,主要由主控板和選通板組成。數據采集系統的主要功能為激勵信號的產生、測量信號的捕捉、模擬到數字/數字到模擬轉換、選通電路的切換、測量信號的解調及可編程放大、與上位機的通信等。

主控板的核心功能如下:核心處理單元現場可編程門陣列(field programmable gate array,FPGA)接收上位機相關命令并進行相關處理;FPGA產生的數字信號轉換為模擬信號,并經過一系列的放大濾波傳輸至激勵電極;對測量電極端的電流進行差分濾波,并將其轉換為數字信號傳輸至核心處理單元FPGA;將接收到的測量信號進行解調放大并傳輸至上位機。選通板共8個。每個選通板均可以對4個電極進行選通,并分別對應了雙排各16個電極。選通板主要負責對各電極進行“激勵”“測量”“接地”3個狀態的選通。當16個電極中的1個電極選通為“激勵”狀態、1個電極為“測量”狀態時,其余14個電極皆為“接地”狀態。數據采集系統結構如圖 1所示。

圖1 數據采集系統結構示意圖

2 數據采集系統的優化

2.1 影響數據采集系統性能的主要因素

影響信噪比的主要因素如下[9-10]。 疏浚管道內泥漿成分復雜,并且受其他電磁元件的干擾,被測場域攜帶大量的電磁信號。這會導致測量回路中攜帶大量的高低頻噪聲。因此,需要在測量回路中進行頻譜分析,并觀察噪聲的頻域分布,從而增加相應的濾波器以消除相關噪聲。

影響采集速率的主要因素如下[11]。數據采集系統的信號采集速率主要由系統的單個周期時間決定,即獲取1組480個測量值的時間。影響系統單個周期時間的主要因素有電極狀態選通的速率、FPGA釋放的信號頻率和通信模塊的傳輸速率。

當前系統獲取雙排電極測量值的主要方式為串行選通[12],即進行第一排電極選通測量后,進行第二排電極的選通測量。這種串行方式嚴重降低了8個選通板電極狀態選通的速率。對此,可以通過將選通方式改為并行方式,降低系統的單個工作周期時間。并行的電極選通方式需要占據FPGA雙倍的輸入/輸出(input/output,I/O)引腳。然而,當前FPGA的剩余I/O資源不足以支撐這樣的改變,所以需要更換FPGA芯片,重新進行外圍電路的設計以及I/O資源的分配。

整個系統中的激勵信號頻率與測量信號頻率相同,都來源于FPGA芯片中的直接數字式合成器(direct digital synthesizer,DDS)知識產權(intellectval property,IP)核。然而,采集系統中的信號頻率不僅僅由FPGA決定。電路設計中的數模(diagtal to analog,D/A)轉換模塊、模數(analog to digital,A/D)轉換模塊、濾波器的截止頻率,以及開關芯片的截止頻率,都是決定信號頻率的關鍵因素。從目前各電子元器件的最高工作頻率來看,影響系統信號頻率的主要因素為A/D轉換芯片、開關芯片以及通信模塊。對此,可以通過選擇具有更高工作頻率的相關芯片來提高系統高頻率運行的可行性。

在整個測量周期當中,上下位機通信占據了大部分時間,所以提升通信模塊的傳輸速率對提高系統的采集速率至關重要。

綜合上述對信號干擾以及工作頻率的分析,后續研究將圍繞FPGA測量回路、A/D轉換、選通電路這3個方面進行相關優化。

2.2 測量回路優化

測量回路主要用于接收從傳感器電極上流出的電流信號,并將其傳輸至FPGA。測量信號攜帶了場域電導率分布的相關信息。然而,由于疏浚管道場域內信號冗雜,測量信號中會攜帶各種頻率的噪聲,故需要在測量回路中增添一系列的信號處理電路,從而得到高精度的測量信號。

通過示波器觀察AD8129差分轉單端后獲得的測量信號可知,其中含有遠高于80 kHz的高次諧波。經觀察,此高次諧波信號大約處于4 MHz的頻段。故本文選擇二階Salley-Kelly低通濾波器,并設置其截止頻率為3 MHz。此時,測量信號中的大部分噪聲信號已被濾除,有利于提高信噪比。

2.3 A/D轉換優化

相敏解調是在FPGA得到測量值過程中的關鍵步驟。該步驟要求經FPGA采樣得到的A/D數字信號必須與DDS IP核輸出的數字信號在分辨率與信號頻率上達到一致,即A/D轉換模塊與D/A轉換模塊在分辨率與采樣頻率上應保持一致。所以數據采集系統中的信號頻率不只由DDS IP核輸出端直接決定, A/D轉換過程也是關鍵限制條件。以下對A/D轉換過程涉及的分辨率、采樣頻率等關鍵參數進行分析。

①分辨率。分辨率代表數字信號量的最低有效位發生變化時所帶來的模擬量變化。分辨率越高,則數字量的變化越精細。分辨率表示數字信號量的位寬,故A/D轉換芯片位寬越大,輸出的數字信號精度越高。

②采樣頻率。A/D轉換輸出的單周期信號量個數由A/D轉換芯片的采樣頻率以及模擬信號的頻率決定。

(1)

式中:f為模擬信號頻率,Hz;fs為采樣頻率,Hz;N為單周期信號量個數。

不同的單周期信號量個數直接決定了A/D轉換的最終效果。單周期信號量個數越多,則輸出的數字信號與模擬信號的相似性越高。

根據當前對系統信號頻率的需求,若要獲得更高的信號頻率,并且保證當前單周期信號量的個數,必須提高A/D轉換模塊以及D/A轉換模塊的采樣頻率。當前系統D/A轉換模塊與A/D轉換模塊的采樣頻率均為10 MHz,由FPGA直接提供。其中:D/A轉換芯片AD9764最高采樣頻率為125 MHz;A/D轉換芯片AD9240最高采樣頻率為10 MHz。當前的采樣頻率即AD9240的最高采樣頻率,所以AD9240芯片直接限制了數據采集系統的信號頻率。

綜合上述分析,必須通過更換A/D轉換芯片才能提高數據采集系統的信號頻率。目前常見的A/D轉換芯片的性能參數如表1所示。

表1 常見的A/D轉換芯片的性能參數

綜合考慮采樣頻率、成本、精度等條件,本文采用14位高速A/D轉換器AD9244。為了使FPGA獲得完整的數據,本文需要對基于FPGA的采樣時刻和AD9244的D/A轉換過程進行分析。

AD9244 A/D轉換模塊外圍電路設計如圖2所示。

圖2 AD9244 A/D轉換模塊外圍電路設計

AD9244 A/D轉換時序如圖3 所示。

圖3 AD9244 A/D轉換時序圖

由于AD9244的轉換時間tOD為4～5 ns,即AD9244在轉換時間tOD范圍后才可以輸出穩定的數字信號。FPGA采樣點應在數字信號穩定時進行采樣。

AD9244的采樣頻率最高為65 MHz,周期為15 ns。在最高采樣頻率下,AD9244的下半周期數據理論穩定,所以FPGA應選擇在時鐘下降沿進行采樣,從而保證獲得穩定的數字信號。

2.4 選通電路優化

在數據采集系統中,選通電路是電極與激勵測量回路建立鏈接的關鍵部分。在整體的激勵測量過程以及選通過程中,若要提高信號頻率并且加快開關切換速度,對開關芯片的導通時間、通路電阻、漏電流、隔離度以及通路切換時間都提出了一定的要求。對于當前使用的DG413這類隔離度較低的金屬-氧化物-半導體(metal-oxide-semiconductor,MOS)開關芯片,在通路信號頻率較高的情況下無法達到阻塞信號的作用。因此,要提高信號頻率,必須更換當前使用的開關芯片。

目前常用模擬開關芯片的性能參數如表2所示。

表2 常用模擬開關芯片的性能參數

信號頻率較高的電路除了對隔離度有較高要求外,對開關芯片中的導通電阻、通路切換時間也提出了一定的要求。常用的開關芯片中單刀單擲開關ADG1413以及單刀雙擲開關ADG5433都基本滿足要求。

若采用單刀單擲開關,則無需對原有的選通電路單元進行結構修改,只要將原有的DG413更改為ADG1413即可。

若采用單刀雙擲開關,則可以有效減少開關數量。但這樣仍需要針對漏電流問題進行電路結構調整,以消除其對測量結果的影響。

3 優化系統驗證

為了驗證本文方案對電阻層析數據采集系統的優化性能,測試先將FPGA的輸出波形頻率設置為160 kHz,再將AD9764與AD9240的采樣頻率設置為20 MHz,最后將RS485的波特率修改為2 Mbit/s。此時,整個系統的激勵頻率為160 kHz。本文利用優化后的電阻層析數據采集系統,對當前系統的信噪比進行靜態試驗驗證。其中:靜態水盆裝置內徑為16 cm;液相背景采用電導率為260 μs/cm的自來水。

激勵大小設置為2 V。在純液態下,試驗連續采集1 000組測量值,并利用連續多組測量值數據對當前系統進行信噪比分析。

信噪比的計算式如下。

(2)

測量值序列由480個測量值組成。電阻層析測量系統的單組測量值結果如圖4所示。

圖4 電阻層析測量系統的單組測量值結果

若需要衡量整個電阻層析測量系統的抗干擾能力,則必須分別計算電阻層析數據采集系統對480個測量值的信噪比,再計算所有結果的期望,從而得到整個系統的信噪比。

部分測量值的信噪比如表3所示。

表3 部分測量值的信噪比

由表3可知,大部分測量值的信噪比都在65 dB以上,且部分測量值在1 000組數據中沒有任何波動。其標準差為0,信噪比很好。在計算所有測量值的信噪比期望時,信噪比為“/”的參數設置為100 dB,從而得到當前系統的信噪比為73 dB。綜合上述分析,系統整體的信噪比相較于原有系統的52 dB得到了顯著的提升。

4 結論

針對當前疏浚工程的測量要求,本文在現有電阻層析測量系統基礎上,圍繞電阻層析測量系統的傳感器陣列、數據采集系統和上位機測量系統3個部分進行優化。首先,本文根據疏浚管道的實際工況以及電阻層析技術對傳感器陣列的要求,對傳感器陣列進行了耐久性、穩定性和抗干擾性方面的優化。其次,從電阻層析數據采集系統出發,分析了影響其信噪比以及采集速率的主要因素,分別從電路層面的3個方面進行了相關優化,并利用試驗數據進行了采集系統性能的驗證。驗證結果表明,系統信噪比由原有的52 dB提升到了73 dB。最后,本文圍繞當前數據采集系統的改進,分別對上位機的通信模塊以及數據預處理模式作適配升級。整體優化后的電阻層析測量系統較原有系統性能得到了顯著提升。