一種高精度加速度計數字采集電路設計

鄧盼盼，潘 良，白 亮

（西安現代控制技術研究所，陜西西安 710065）

在高精度慣性導航裝置中，主要采用石英撓性加速度計測量運載體的加速度[1]。由于石英撓性加速度計輸出信號是模擬電流信號，必須轉換成數字信號才能為導航計算機運用，進行導航結算。常用的加速度計數字采集電路有三種：A/D 轉換方案[2-3]、V/F 轉換方案[3-4]和I/F 轉換方案[5-7]。在高精度慣性導航裝置中，主要使用的是I/F 轉換方案[8-9]。I/F 轉換方案采用電荷平衡式變換原理，對輸入電流信號進行連續測量，與A/D 采樣相比不會丟失任何信號。V/F 方案由于多了一次I-V 裝換，達不到高精度要求。該文在傳統I/F 電路基礎上，優化電路設計，使用單恒流源技術[10]、溫度補償[11-12]等技術，研制了一種高精度加速度計數字采集電路。

1 電路原理

傳統電荷平衡式I/F 轉換電路原理圖如圖1 所示。電路由積分器、比較器、邏輯控制電路、電子開關、正負兩路恒流源、輸出電路等組成。加速度計電流信號i經過積分電路轉換成積分電壓，電壓不斷升高；當經過一段時間T1后，積分電壓大于比較器閾值電壓時，邏輯控制電路觸發電子開關導通對應恒流源Ic，積分電壓減小，積分電壓降至閾值電壓后，恒流源開關關閉，積分電路再次充電；同時邏輯控制電路產生一個脈沖輸出信號。積分電路如此充放電，就會產生一定頻率的脈沖輸出。

假定i在時間T1內積累的電荷為Qin，i和Ic共同作用的時間T2內電荷量為Qout，即：

根據電荷平衡原理，Qin=Qout，則有：

式中，f為輸出信號頻率；fp為標頻；T1+T2為輸入電流工作時間，T2為恒流源打開時間。

2 電路設計

2.1 硬件電路設計

該文設計的I/F 轉換電路的原理框圖如圖2 所示。電路由積分器、A/D 采樣電路、電子開關、單恒流源、FPGA 等組成。A/D 采樣電路取代圖1 中的比較器，通過FPGA 實現圖1 中的邏輯控制電路，A/D采樣電路能提高加速度計采集電路采樣分辨率和采樣精度[10]。同時通過FPGA 控制極性開關實現單恒流源替代正負恒流源電路，以達到降低功耗，提升電路性能的目的。

圖2 優化后的I/F轉換電路原理框圖

2.2 單恒流電路的分析和設計

2.2.1 恒流源電路的主要性能

慣導系統中的I/F 轉換電路用的恒流源，即要滿足轉換電路本身的要求，又要滿足系統的要求。

1）電流幅值

由于最大加速度為amax，且加速度計的電流標度因數為K1，那么恒流源的電流幅值為：

2）電源電壓波動電流不穩定度

實際應用中，彈上電源電壓在其他設備啟動時，波動較大，將會影響恒流源的穩定性，正常電源電壓時恒流源輸出電流為I0，點煙電壓變化ΔV（如變化10%）后恒流源電流變化為I0v，那么電源電壓波動產生的電流不穩定度M（單位為10-6/V）為：

3）負載電壓波動電流不穩定度

I/F 轉換電路隨著加速度方向的變化、幅值的變化，恒流源的負載電壓也隨之變化，如負載電壓變化3 V，負載電阻為零時的輸出電流為I0，負載電阻變化是的輸出電流為IR，則電流不穩定度N為：

負載變化的電流不穩定度也可以定義為輸出阻抗的大小，如式（8）所示：

式中，ΔV為負載波動引起的電壓變化值；ΔI為負載波動引起的電流變化值。

4）溫度系數

外界環境溫度變化ΔT時，輸出電流的變化量ΔI，常溫時恒流源電流為I0，其溫度系數Tc（單位為10-6/℃）為：

5）時間穩定性

恒流源在常溫下連續通電時，電流的相對變化量與通電時間t的比值為時間穩定性系數（單位為10-6/h），如式（10）所示：

6）頻帶寬度

恒流源的負載是變化的，因而它應具有快速的響應能力，其頻帶寬度應比轉換電路時鐘頻率值大。

2.2.2 恒流源電路的工作原理和誤差分析

恒流源電路是一個負反饋自動調整系統，通過負反饋調整系統達到恒定電路的目的，恒流精度與放大器的放大倍數有關，放大倍數越大，其靜態誤差就越小，也就是要有高增益低漂移的運算放大器。當增益很高時，恒流源電流可寫成I0=VstRs。Vst為基準電壓，Rs為基準采樣電阻。實際上，采樣電壓Vs與基準電壓Vst是相同的，因而恒流源電流可改為I0=VsRs，所以Vst、Vs、Rs及運算放大器是決定恒流源精度的關鍵。恒流源電路如圖3 所示。

圖3 恒流源電路圖

影響恒流源精度的主要因素：一個來源于基準穩壓管的Vst，一個來源于采樣電阻Rs。Vst和Rs隨溫度和時間的任何變化，都將直接影響輸出電流I0，由公式可得：

就時間漂移來講，現選用精度基準穩壓管的時漂在5×10-6/1 000 h的水平，而精密電阻器時漂在10-5量級。因此，恒流源輸出的時漂主要取決于采樣電阻Rs。

針對溫度漂移，Vst和Rs都是溫度系數的函數。只有將兩種參數的溫度系數調整到相同時，I0的溫度系數達到最佳。

另外，由于基準穩壓管內阻的存在，Vst還是工作電流的函數，要保證Vst極其穩定，其工作電流要非常穩定。在此單元電路設計時，應考慮到這點。恒流源第一級電路，采用基準穩壓管自穩定設計，運放的失調電壓及其溫漂、失調電流、偏置電流及其各自的漂移，都會影響穩壓管Vst的輸出穩定。相對其他因素，基準穩壓管的內阻可忽略不計。

在電流調整級電路中，運放的失調電壓、失調電流及偏置電流，也是影響恒流源電流精度的因數。考慮誤差項的恒流源電路如圖4 所示。

圖4 考慮誤差項后恒流源等效電路

圖4 中，Eos為運放的失調電壓，Ib為偏置電流，Ig為漏電流，由圖可知：

由公式可知，Eos、Ib和Ig的時間、溫度不穩定都將影響輸出電流I0的穩定性。只是這些因素的影響都很微弱，通常可忽略不計。

電源電壓的變化，也會影響基準穩壓管輸出電壓Vst，同時影響恒流源I0的精度。穩壓值Vst是相對電源的一個相對值，其變化微不足道，在選取較大放大倍數的運算放大器時，電源電壓影響的量級可忽略不計。

綜上所述，要保證恒流源精度，運算放大器要有較小的失調漂移和足夠大的放大倍數；其次是采樣電阻Rs的選擇，采用合金箔電阻器，其溫度系數在×10-6量級；基準穩壓管Vst的值要選用溫度系數為2×10-6/℃，長期穩定性為5×10-6，動態電阻為0.5 Ω等性能指標以上的穩壓基準管。

2.2.3 恒流源電路主要器件

該文設計了一種單恒流源電路，如圖5 所示。在目前生產的帶隙基準電壓源中，以LM199AH 的電壓溫度系數為最低，性能最佳。LM199AH 自帶恒溫器，可將芯片溫度自動調節到90 ℃。普通穩壓管是在半導體內部的次表面上發生齊納擊穿的，使器件的噪聲電壓顯著降低，穩定性大為提高。LM199AH就是采用次表面隱埋技術制成的齊納穩壓管提供的，具有長期穩定性好、噪聲電壓低等優點。此外它還具有恒溫特性，只要環境溫度小于90 ℃，就能消除溫度變化對基準電壓的影響，使其溫度系數達到0.3×10-6/℃（典型值）。LM199AH 是目前工程應用中穩定性最好的電壓基準管，各種高精度數字表、標準源均使用它作為電壓基準。

圖5 單恒流源電路

對采樣電阻的要求是阻值精度高、體積小、溫度系數小。I/F 轉換電路采樣電阻選用RJ711 精密合金箔電阻，其阻值精度可達到±0.01 Ω，溫度系數達到±5×10-6/℃。

比較放大器由運算放大器和符合調整管組成。它將基準電壓和恒流電流在采樣電阻上的壓降（即采樣電壓）進行比較，在負反饋的作用下，達到負載電流的穩定。電路的動態電阻可以用復合管的ΔVDSΔI0來表示，它與電壓放大倍數成正比，也與復合管的特性有關，特性曲線越平坦，輸出阻抗就越大，可以導出動態阻抗的表達式：

式中，K1為運算放大器的開環電壓增益；K2為復合調整管的電壓增益；RST為采樣電阻；ΔVDS為調整管上電壓的變化值，即負載電壓波動時的變化值；ΔI0為負載變化時引起恒流電流的變化值。

運算放大器應具有較低的輸入偏置電流和失調電壓、高壓擺率、低漂移等。運算放大器的主要參數如下：輸入失調電壓為30 μV，輸入失調電流為10 nA，失調電壓溫漂≤1 μV/℃，轉換速率為2.8 V/μs。

經過調試，高精度恒流源的性能指標可達：恒流電流42 mA、電源電壓波動10%時的電流相對變化率小于2×10-5、輸出阻抗大于3 MΩ、時間穩定性小于10-5/h、溫度系數小于10-5/℃。

極性開關最主要的性能包括漏電流、導通電阻、開關速度等，這幾項指標也直接影響I/F 轉換電路的經度。該文選用雙SPST 模擬開關ADG1423，該器件具有高速、低功耗、低延時、低導通電阻、低導通電阻平坦度和高線性度等特點。ADG1423 導通電阻不大于2.1 Ω，導通平坦度不大于0.5 Ω，不用數字電壓供電。

2.2.4 恒流源電路設計

傳統I/F 轉換電路使用正負兩路恒流源，如圖6所示，正負恒流源通過兩個電子開關與積分器信號相連，當需要正恒流源時，打開電子開關U4；當需要負恒流源時，打開電子開關U3。傳統的一路I/F 轉換電路需要正負兩路恒流源電路，實現相同功能需要的電子元器件多，需要的功耗大，不利于電路的小型化。

圖6 雙恒流源電路

該文電路通過電子開關切換實現單恒流源電路代替正負雙恒流源電路的功能。R1是高精密合金箔電阻，S1-S6 為3 組雙SPST 模擬開關ADG1423，通過FPGA 控制開關的打開和閉合。當S1、S3 閉合，S2、S4 斷開時，恒流源為正恒流源；當S1、S3 斷開，S2、S4閉合時，恒流源為負恒流源。通過S5、S6 控制恒流源與積分器信號的通斷。單恒流源I/F 電路與傳統I/F電路相比，積分電路是一樣的，區別在于通過增加電子開關，實現了恒流源的精簡，達到降低功耗、減小熱量產生、減小溫度影響，提高線性度和對稱性的目的。

2.3 溫度補償電路

該文設計的高精度加速度計采集電路應在-45～75 ℃溫度范圍內，電路中的電子元器件存在一定的溫漂，導致溫度變化時輸出頻率變化。采用數字溫度補償方法，可減小溫度對輸出頻率的影響。數字補償電路由測溫電路，A/D采樣電路和FPGA組成[12-13]。測溫電路是對鉑電阻的溫度信號進行采集和放大，再由A/D 進行采樣，FPGA 將A/D 采集的溫度信息進行數據處理。

3 軟件設計

FPGA 采用模塊化設計[14-15]，包括分頻模塊、A/D采樣控制模塊、電子開關控制模塊、數據處理模塊、溫度補償模塊、串口通信模塊、脈沖輸出模塊，如圖7所示。FPGA 控制并接收A/D 采樣數據，控制電子開關打開相應恒流源并控制恒流源打開時間；經過數據處理，將計算的到的信息通過串口或脈沖輸出模塊發送給導航計算機，程序控制流程圖如圖8 所示。

圖7 FPGA模塊設計

圖8 程序流程圖

4 試驗驗證

對采用該方案原理設計的采集電路進行實際性能測試。輸入電流范圍為-42～42 mA，全溫測量范圍為-45～75 ℃。使用高精度恒流源模擬加速度計輸入電流，將測試電路置于溫箱中，模擬高低溫測試環境。

4.1 溫度特性

該文采用標度因數查表補償法[16]。溫度補償步驟如下：1）將電路放入溫箱，從低溫-45 ℃開始上電并輸入1 mA 電流，以1 ℃/min 的升溫速率升溫至75 ℃。2）將采集的數據根據各溫度點下采集到的數據，建立模型繪制表格并寫入電路存儲器中。3）電路根據實時測量到的溫度參照量化表格對參數進行在線補償。溫補前后數據如圖9 所示。補償前，電路標度因數溫度系數為2.5×10-6/℃；補償后，標度因數溫度系數小于0.5×10-6/℃。采用數字溫度補償技術，電路的全溫溫度特性得到了提升。

圖9 電路全溫變化

4.2 穩定性測試

在常溫條件下，上電通入1 mA 電流，1 min 后記錄電路數據，每60 s 均值為一組數據記錄60 min，結果如圖10 所示。經計算，電路的標度因數穩定性為6×10-6。

圖10 電路穩定性測試

4.3 線性度和對稱性測試

為分析電路線性度，分別以±0.04 mA、±0.08 mA、±0.2 mA、±0.4 mA、±0.8 mA、±1 mA、±2 mA、±4 mA、±8 mA、±10 mA、±12 mA、±16 mA、±18 mA、±20 mA、±25 mA、±30 mA、±35 mA、±38 mA、±42 mA 為輸入電流對電路進行測試，采樣時間為100 s，歸一化得到每秒脈沖輸出，測試結果如圖11-12 所示。

圖11 正電流線性度測試數據

圖12 負電流線性度測試數據

非線性按照均方差法計算對應全量程輸入下的歸一化誤差，可得在低溫、常溫、高溫條件下，其非線性指標均小于15×10-6，對稱性不大于15×10-6。

5 結論

該文設計的高精度加速度計數字采集電路，在傳統I/F 轉換方案基礎上，電路采用單恒流源技術和數字溫度補償技術，降低了電路功耗，提高了電路線性度、對稱性和溫度性。經試驗驗證，上電1 min 后電路穩定性能達到6×10-6，線性度和對稱性均不大于15×10-6，標度因數溫度系數小0.5×10-6/℃，其綜合性能滿足高精度慣性導航裝置的工程化應用要求，可應用于高精度慣性導航裝置中。