空調驅動器PFC電路傳導干擾抑制研究與應用

厲杰 宋洪強 孫玉良 許升 虞朝豐 張金瑞

1.青島海爾智能技術研發有限公司 山東青島 266101；2.數字化家電國家重點實驗室 山東青島 266101

0 引言

功率因數校正電路（Power Factor Correction，PFC）是變頻空調室外機驅動器的重要組成部分，其中單路Boost型PFC電路由于結構簡單、易于控制、輸入電流脈動小、可靠性高且成本低等優點得到了廣泛的應用[1-2]。Boost PFC電路工作頻率較高，在第三代半導體材料的支持下工作頻率已提升至60 kHz，其優勢是PFC升壓電感體積進一步縮小，驅動器功率密度進一步提升[3]，但隨之而來的傳導電磁干擾（Electromagnetic Interference，EMI）問題也愈加突出。為了抑制Boost PFC電路傳導干擾，常用方法是通過在驅動器前端設計EMI濾波器，針對Boost PFC電路不同工作模式，在PFC電路前端增加由電容、電感組成的LC型、CL型或π型單級濾波器來抑制傳導EMI[4]；或者在Boost PFC電路中增加一個與原升壓電感反向耦合的電感[5]，平衡電路中的傳導干擾；還可通過共模電感的高頻模型設計兩級EMI濾波器，增強對傳導干擾的抑制效果[6]。在PFC電路前端設計EMI濾波器的方法是基于傳導EMI傳播路徑抑制的思想提出的，隨著PFC載頻提升，僅靠EMI濾波器進行傳導干擾抑制往往會大幅增加器件成本和驅動器體積，且對干擾抑制的效果往往不理想。因此有必要針對Boost PFC電路傳導干擾源進行研究分析，提出一種針對Boost PFC傳導干擾源的抑制方法，可以和EMI濾波器共同作用，把傳導EMI抑制的效果最大化且成本可控。

1 Boost PFC傳導干擾原理分析

1.1 傳導干擾測試原理

根據電磁兼容國家標準[7]，傳導EMI的測試方法是，通過線性阻抗穩定網絡（Line Impedance Stabilization Network，LISN）為受試設備（Equipment Under Test，EUT）在規定的頻率范圍內（148.5 kHz～30 MHz）提供穩定的測試阻抗，同時LISN把電網和EUT進行隔離，避免測試過程中電網對EUT產生干擾。如圖1所示，在進行傳導EMI測試時，EMI分析儀每次只能掃描被測設備的其中一路電源線，通過與電源線相連的K1和K2開關切換測試線路[3]。

圖1 傳導干擾測試原理圖

1.2 Boost PFC電路傳導干擾環路模型

Boost PFC電路傳導干擾依據其產生和傳導機理，可以分為差模干擾（Differential Mode EMI）和共模干擾（Common Mode EMI）兩種基本模態[8]。如圖2所示，以交流輸入正電壓為例進行分析，不考慮EMI濾波器電路的前提下，在簡化LISN電路后，Boost PFC電路測試模型可以分為差模干擾環路和共模干擾環路。

圖2 交流輸入電壓正半周boost PFC電路測試模型

差模干擾噪聲是PFC電路中升壓電感L的紋波電流引起的[6]，差模干擾電流iL通過升壓電感L、IGBT、整流二極管（D1～D4）與測試網絡形成環路。共模干擾噪聲是電路中開關器件絕緣柵雙極晶體管（Insulated gate bipolar transistor，IGBT）集電極電壓快速切換產生的高頻噪聲導致的，集電極電壓Vce是共模干擾的電壓源[4]。由于IGBT集電極與空調外機金屬殼（空調外機金屬殼體接參考地RG）存在寄生電容Cp，因此共模干擾電流ip通過IGBT集電極和寄生電容Cp流到參考地RG端，與測試網絡形成環路。

在進行傳導EMI測試時，由于干擾噪聲形成的電流信號難以直接測量，因此可以通過LISN提供的測試阻抗把噪聲電流信號轉換為噪聲電壓信號進行檢測。

由圖2交流輸入電壓正半周PFC電路測試模型，EUT的L線和N線在LISN測試電阻上流過的干擾電流IL+和IN+可以表示為：

由式（1）求出差模干擾電流iL和共模干擾電流ip的表達式為：

由于LISN和EMI分析儀分別為測試線提供了50 Ω的測試阻抗，則差模干擾電壓|vDM+|和共模干擾電壓|vCM+|可表示為：

同理，可推導出交流輸入電壓為負半周時，差模干擾電壓|vDM-|和共模干擾電壓|vCM+-|的表達式為：

由Boost PFC電路的差模干擾和共模干擾環路模型可見，在測試網絡和EMI分析儀阻抗不變的前提下，對于EUT的L線和N線傳導EMI電壓幅值的抑制可以通過對差模干擾和共模干擾環路電流的衰減來實現。

2 傳導干擾EMI抑制設計

通過對Boost PFC電路差模和共模干擾環路模型分析可知傳導EMI測試過程包含三種要素，即傳導干擾源、噪聲傳播路徑和EMI分析儀，因此衰減干擾源的噪聲，或者切斷噪聲的傳播路徑都可以實現對傳導EMI的抑制。在現有EMI濾波器設計的基礎上，本文重點研究從傳導干擾源頭對噪聲信號進行抑制，減小傳導干擾環路電流，最大化傳導干擾抑制的效果。在進行EMI抑制方法設計時，需對差模干擾源和共模干擾源分別采取針對性優化措施。

2.1 差模干擾源噪聲抑制

Boost PFC差模干擾主要由升壓電感高頻紋波電流產生。如圖3所示，PFC電路工作時，升壓電感的紋波電流中存在大量高頻干擾信號，這些干擾信號會通過近場耦合的方式傳入印刷電路板（Printed Circuit Board，PCB）的線路中，從而對傳導干擾造成影響[9]。

圖3 升壓電感與PCB走線近場耦合

Ie為高頻電感近場耦合到PCB銅線上產生的干擾電流。理想情況下，假設銅線有效電流信號I和干擾電流Ie分別為：

式中，ω1和ω2分別為有效電流信號和干擾電流信號的頻率，兩種電流耦合后產生的混頻電流Ib為：

由公式（6）可見，混頻后兩組不同頻率的信號產生了上變頻和下變頻，原始電流信號發生了畸變，從而產生了電磁干擾，因此對差模干擾源近場耦合噪聲抑制需要考慮高頻電感周邊附近PCB走線的抗干擾設計，盡量減少噪聲干擾信號產生的混頻現象。

圖4展示了一種Boost PFC的PCB設計方案，其中紅色區域為PCB板頂層走線，藍色區域為PCB板底層走線，黃色線代表電路電流走向，白色線為PFC升壓電感磁場線。由圖可見，PFC電路升壓電感產生的磁場線垂直切割了紅色區域的電路走線，這部分走線為PFC電路地線GND，根據公式（6）可知，升壓電感的高頻噪聲信號會通過近場耦合的方式傳到PCB的GND線，從而形成圖5所示的差模噪聲干擾。

圖4 IGBT開通和關斷時升壓電感磁場對PCB走線的影響

圖5 升壓電感與PCB走線近場耦合示意圖

在實際應用中，Boost PFC電路中整流橋、IGBT、PFC高頻電感和濾波電解等功率器件體積較大，這些器件的位置排布需要綜合考慮器件散熱、電氣間隙和相關結構物料干涉等因素，因此很難實現理想化的layout設計。因此在元器件布局時只能在各種限制條件下盡可能優化EMI設計，針對圖4的一種PCB優化設計方案如圖6所示，圖中紅色區域GND地線layout方式做了調整，避開了PFC升壓電感磁場線的垂直切割區域，減少高頻噪聲近場耦合引起的差模干擾電流，同時IGBT關斷時負載的電流環路面積也減少了，進一步降低了高頻噪聲干擾。

圖6 PCB走線優化后近場耦合干擾減少

2.2 共模干擾源噪聲抑制

Boost PFC電路工作時，IGBT集電極和發射極兩端會產生近似方波的Vce電壓，如圖7 a) 所示，在IGBT關斷時，由于IGBT器件和PCB環路寄生參數的影響，Vce電壓上升過程中會產生較大的過沖和振蕩現象[10]。Vce電壓振蕩頻率為：

圖7 IGBT集電極電壓波形和噪聲頻譜圖

式中：Lp為IGBT集電極和PCB線路的總寄生電感，Co為IGBT總輸出寄生電容。這種電壓過沖和振蕩現象會產生大量共模干擾噪聲，成為共模干擾環路的電壓源。用MATLAB軟件對Vce振蕩波形進行快速傅里葉變換可得到如圖7 b) 所示的噪聲頻譜。

為了抑制共模干擾環路電壓源，進而減小共模干擾電流，可在IGBT兩端增加吸收電路（snubber circuit）來存儲干擾源噪聲能量。存儲的能量可在IGBT開通時通過IGBT和snubber電路進行泄放。目前常用的吸收電路結構有C型、RC型和RCD型等，如圖8。C型吸收電路結構簡單，對IGBT關斷時產生的dv/dt吸收快，但吸收電容Csbr放電時會向IGBT釋放瞬時大電流，造成IGBT溫升提高，影響IGBT可靠性，一般用于小功率電路；RC型吸收電路增加了限流電阻Rsbr，可以抑制電容Csbr放電產生的大電流，同時為放電回路提供了電阻負載，但其吸收dv/dt時效性比C型結構有所減弱；RCD型吸收電路在電阻兩端并聯了二極管Dsbr，在IGBT關斷時，集電極的過沖電壓可以通過Dsbr迅速被Csbr吸收，當IGBT開通時，由于二極管Dsbr的反向截止作用，電容Csbr存儲的噪聲能量通過Rsbr和IGBT形成泄放回路，因此RCD型吸收電路兼有C型結構吸收快和RC型結構泄放電流小的優點，吸收噪聲和釋放能量的效果最好。

圖8 IGBT吸收電路結構圖

RCD吸收電路中Csbr和Rsbr參數值的選取，需要考慮IGBT寄生參數Lp和Co的影響，但由于電路中的Lp和Co難以直接獲得，工程上一般通過以下方法獲取：

首先測量Boost PFC電路無snubber電路時的振蕩頻率f，f與寄生參數Lp和Co的關系如公式（7）；根據工程經驗在IGBT兩端并聯增加一個吸收電容Csbr1，測量此時的振蕩頻率fc：

根據公式（7）和公式（8）得出寄生參數值：

求出寄生參數Lp和Co的值后，即可確定Rsbr和Csbr數值。

RCD吸收電路中Dsbr需要選取反向恢復時間短的超快恢復二極管，Dsbr耐電壓VBR一般選取2倍以上PFC母線電壓，耐電流值根據電容和PFC母線電壓計算電流峰值IFSM，最終確定Dsbr的規格。

根據上述計算方法，并考慮留一定的余量，本方案選取Csbr=680 pF、Rsbr=33Ω，Dsbr選取3 A/1000 V規格快恢復二極管，測試IGBT增加RCD吸收電路后Vce電壓波形，并與無RCD方案進行對比，測試結果如圖9所示，IGBT兩端增加RCD吸收電路后，集電極電壓Vce的振蕩幅值明顯減小；用MATLAB軟件對圖9 a) 波形進行噪聲頻譜分析，得到優化前后的噪聲頻譜對比圖9 b)，IGBT增加RCD吸收電路后Vce振蕩電壓導致的干擾噪聲幅值明顯減小，尤其在150 kHz～30 MHz頻率（傳導干擾測試頻率）范圍內噪聲幅值衰減較大，表明吸收電路對共模干擾源的抑制效果較好。

圖9 IGBT增加吸收電路前后Vce振蕩電壓波形和頻譜對比圖

3 實驗驗證

針對上述研究結果在空調整機上進行實測驗證。實驗機器為3匹家用分體式空調，室外機驅動器的最大設計功率5 kW，PFC載頻60 kHz，在制冷模式下，分別對差模干擾源抑制方法和共模干擾源抑制方法進行對比測試，測試標準按照電磁兼容國家標準[7]規定執行，通常家電企業判定合格標準需在國家標準的基礎上留有3 dB余量。由于實測時驅動器L線和N線的傳導干擾曲線基本一致，為方便對比優化前后測試曲線，只選取驅動器的L線進行對比測試。

3.1 差模干擾源抑制對比測試

為驗證干擾源近場耦合導致的PFC差模干擾及其抑制措施效果，對文中2.1部分圖4和圖6兩種PCB設計方案進行傳導干擾對比測試，測試曲線如圖10所示。為了盡量排除共模干擾對測試曲線的影響，兩種PCB設計的驅動器方案都增加了共模干擾抑制措施，因此測試曲線可以更直觀地反映出優化PCB減少近場耦合后對差模干擾的改善效果。

圖10 PFC電路差模干擾源抑制前后對比測試

由測試結果可見，PFC電路差模干擾改善前，測試曲線在2～5 MHz頻率范圍幅值明顯較高，利用EMI分析儀進行自動取點掃描，干擾幅值最高點出現在2.96 MHz頻率點，準峰值相對國標有5 dB余量，但平均值相對國標的余量是0 dB，不符合企業標準。作為對比，減少近場耦合干擾后，測試曲線在2～5 MHz頻率范圍傳導干擾幅值明顯衰減，利用EMI分析儀自動掃描曲線，其峰值點在0.15 MHz頻率點，準峰值相對國標有9.7 dB余量，平均值相對國標有11.0 dB余量，傳導干擾幅值大幅衰減，符合企業標準，驗證了差模干擾源抑制方案對傳導干擾的改善效果，具體測試數據如表1所示。

表1 差模干擾優化前后干擾幅值高點掃描數據對比

3.2 共模干擾源抑制對比測試

為驗證IGBT集電極電壓Vce關斷振蕩導致的PFC共模干擾及其抑制措施效果，對IGBT增加RCD吸收電路前后方案進行傳導干擾對比測試，測試曲線如圖11所示。同理，為了盡量排除差模干擾對測試曲線的影響，驅動器增加了差模干擾抑制措施。

圖11 PFC電路共模干擾源抑制前后對比測試

由測試結果可見，IGBT增加RCD吸收電路前，傳導干擾在6 MHz附近和20～30 MHz頻率范圍幅值明顯較高，利用EMI分析儀進行自動取點掃描，干擾幅值兩個高點分別出現在6.51 MHz和25.69 MHz頻率點。其中6.51 MHz頻率點準峰值相對國標有4.8 dB余量，平均值相對國標有3.1 dB余量；25.69 MHz頻率點準峰值相對國標有6.2 dB余量，平均值相對國標有2.3 dB余量，測試結果雖然符合國標，但因余量太少不符合企標要求。作為對比，IGBT增加RCD吸收電路后，測試曲線在6 MHz和20～30 MHz頻率范圍傳導干擾幅值明顯衰減，利用EMI分析儀自動掃描曲線的峰值點同樣在0.15 MHz，準峰值相對國標有9.7 dB余量，平均值相對國標有11.0 dB余量，傳導干擾幅值大幅衰減，驗證了IGBT共模干擾源抑制方案對傳導干擾的改善效果，具體測試數據如表2所示。

表2 共模干擾優化前后干擾幅值高點掃描數據對比

4 結論

通過實驗結果可以看到，對差模干擾源和共模干擾源增加抑制措施后，測試傳導EMI準峰值和平均值曲線，測試曲線余量最小的點在0.15 MHz，準峰值余量相對國標有9.7 dB，平均值余量有11 dB，測試余量充足。作為對比，當驅動器沒有差模干擾源抑制措施時，測試曲線中頻段2～5 MHz會出現密集的傳導干擾尖峰，其中最差的2.96 MHz頻率點平均值余量為0 dB；當驅動器沒有共模干擾抑制措施時，測試曲線高頻段6 MHz附近和20～30 MHz會出現傳導干擾尖峰，其平均值余量分別只有3.1 dB和2.3 dB，證明了在PFC電路差模干擾和共模干擾模型基礎上針對干擾源進行傳導EMI抑制具有較好的效果。因此對PFC電路電感與地線近場耦合形成的差模干擾需避免電感線圈產生的磁感應線垂直切割PFC電路地線，減少近場耦合效應；對IGBT集電極Vce振蕩電壓造成的共模干擾可通過增加RCD電路吸收Vce振蕩能量，實現干擾抑制。

空調驅動器傳導EMI抑制設計需要綜合考慮干擾源頭和傳播路徑兩方面因素，本文研究的方法在不增加傳播路徑上的EMI濾波器成本前提下，以干擾源抑制為切入點實現了對高頻PFC電路傳導EMI的有效改善，具有較高的實用價值，該方法目前已應用于3匹分體式柜機空調產品的量產。