基于移相全橋DC-DC變換器的城市軌道交通車輛高頻充電機軟開關實現方法*

王 哲 李思睿 馬 馳 程 龍 劉東輝 宋術全**

(1. 中國鐵道科學研究院集團有限公司機車車輛研究所, 100081, 北京;2. 動車組和機車牽引與控制國家重點實驗室, 100081, 北京; 3. 北京縱橫機電科技有限公司, 100094, 北京;4. 天津一號線軌道交通運營有限公司, 300350, 天津∥第一作者, 助理研究員)

0 引言

充電機作為城市軌道交通車輛直流電源的重要組成部分,不僅要為車輛直流負載提供供電電源,同時還負責為車載蓄電池充電。近年來,隨著城市軌道交通車輛對于車載裝備的高頻化、小型化及輕量化水平要求不斷提高,針對充電機供電效率和功率密度提升等相關研究工作得到了重點關注[1-4]。在拓撲方面,為了降低充電機的體積和質量,目前大多數充電機廠商普遍采用了高頻隔離型方案拓撲[5-7]。其中,全橋型DC-DC變換器因其具有高頻化、輕量化、低損耗等優勢,被廣泛應用在充電機直流變換環節。文獻[8-10]普遍以高頻諧振腔的結構組成方式將全橋型DC-DC變換器分為不同類型直流變換器,其中PS-FBC(移相全橋DC-DC變換器)采用移相諧振控制,擁有控制靈活、損耗低、便于模塊并聯等特點,其相比于串聯諧振型電路具有電流應力小、可控性高等優勢;相應地,PS-FBC相較移相型變換電路則具有低開關損耗、低成本等優勢。鑒于此,針對擁有高頻電能轉換需求的中高壓DC-DC應用場合,該種電路具有重要的研究價值。

近年來,研究PS-FBC的文獻很多,主要集中在軟開關脈沖調制、電路拓撲及控制算法[11-13]等方面,但針對該種電路在死區效應下的開關過程及工作特性卻鮮有分析。文獻[11]只介紹了移相串聯諧振變換器的穩態特性,利用微分方程組構建了3種工作模式下的精確穩態模型,分析了不同模態下的開關電流及電容電壓工作特性,給出了較為詳細的分析思路,但全文卻未能針對死區效應下系統工作特性展開深入分析。文獻[12]利用基波分析法針對PS-FBC進行了建模,該過程較為簡便直觀,物理意義明確;但其屬于近似建模,當開關頻率超過諧振頻率較多時,諧振電流表達式與真實電流存在一定偏差,此時模型精度較低,不能準確描述變換器的運行特性。文獻[13]介紹了一種帶輔助電感的PS-FBC,該種拓撲工作在過諧振模式下,4只開關管均可在全負載范圍內實現零電壓開通與關斷,即大范圍實現軟開關。但該種設計會額外增加系統無源器件數量,同時會過于依賴主電路參數的實際精度。

針對現有文獻研究內容的局限性,本文在文獻[13]的基礎上采用分段時域解析法對PS-FBC的工作特性進行計算分析,建立時域數學模型,同時針對電壓極性翻轉問題展開深入研究,在考慮死區效應的前提下提出一種可有效抑制電壓翻轉特性的死區時間優化設計方法,通過仿真驗證該設計方法的可行性與有效性。

1 PS-FBC工作特性分析

PS-FBC電路拓撲如圖1所示。該電路由H有源全橋(以下簡稱“H橋”)經過高頻變壓器、諧振電感Lr和諧振電容Cr連接至二極管整流橋,并輸出至負載側,且Lr和Cr構成串聯諧振回路。

注:Co為母線支撐電容; Rload為負載電阻;Vdc為輸入側直流電壓;Vo為輸出側直流電壓; Ip為諧振電流;Vc為電容電壓;S1—S4為IGBT(絕緣柵雙極型晶體管);VD1—VD8為二極管;A、B、D、E為連接端子。

1.1 PS-FBC運動模態分析

對于PS-FBC電路,由于變換器工作在欠諧振電流斷續方式下會產生較為嚴重的EMI(電磁干擾)問題,不利于無源器件的參數選取[14],因此本文只針對工作在過諧振方式下的移相全橋電路展開分析。通過現有理論研究基礎[11]可知,PS-FBC具有3種工作模態:針對于模態Ⅰ,該狀態下諧振電流過零時刻滯后于橋臂輸出正極性電壓時刻,4只開關管均可在全范圍內實現零電壓開通,從而降低開關損耗;針對于模態Ⅱ,諧振電流過零時刻超前于端口輸出極性電壓時刻,若不合理設置死區時間,則會導致同一橋臂上、下開關管存在直通風險;模態Ⅲ可實現零電流開通,但該種狀態會降低諧振電流正弦度,同時減小功率傳輸效率。

綜上,為了保證開關管安全工作,減小開關管損耗,提高變換器效率,上述電路應盡量工作在模態Ⅰ狀態中。模態Ⅰ下電路內部電流、電壓波形見圖2。

注:t為時間。

1.2 PS-FBC運行原理與時域解析模型

對于PS-FBC電路,不同工作模式具有不同換流過程,但所對應的時域解析模型是統一的。現以工作模態Ⅰ構建PS-FBC時域解析數學模型,其等效電路由輸入端口電壓源和輸出端口電壓源及串聯諧振回路構成。其中:輸入端口電壓源的輸入電壓為Vab,輸出端口電壓源的輸出電壓為Vcd。PS-FBC運行子模態等效電路圖如圖3所示。圖3中,在單位開關周期內,換流過程可分為6個階段,每個階段的過程描述如下。

a) 等效電路A

1.2.1 階段1

在階段1中,H橋S2和S3開關管關斷,Ip換流至VD1和VD4管,電流極性為負,Vab為Vdc;副邊電流流經VD6和VD7,使得Vcd鉗位保持在-Vo,當t工作至諧振電流過零時刻tδ時,Ip在Vdc-(-Vo)的作用下,電流下降至0。

針對[0,ωtδ]區間(ω為開關頻率),列解Ip及Vc的二階微分方程可得:

(1)

求解上述微分方程,Ip和Vc在[0,ωtδ]區間內的解析表達式為:

(2)

1.2.2 階段2

在階段2中,電流自然換流,H橋中S3和S4開始導通電流,此時Vab為Vdc;隨著電流極性發生翻轉,副邊電流開始流經VD5和VD8,使得Vcd鉗位保持在Vo不變,該階段結束時刻Ip上升至最大值。

在[ωtδ,ωtβ](tβ為零電平電壓觸發時刻)區間,滿足下列二階微分方程:

(3)

求解上述微分方程,Ip和Vc在[ωtδ,ωtβ]區間的表達式為:

(4)

1.2.3 階段3

在階段3中,電流換向流經S1和VD3,諧振電流極性不變,原邊電壓輸出為0;副邊電流始終在VD5和VD8中流動,Vcd保持輸出Vo至180°。

針對[ωtβ,π]區間,列解Ip及Vc的二階微分方程可得:

(5)

求解上述微分方程,Ip和Vc在[ωtβ,π]區間的表達式為:

(6)

1.2.4 階段4—階段6(與階段1—階段3過程互為對稱)

根據圖2可知,單位開關周期內的電壓、電流具有對稱性,階段4—階段6的換流過程與正半周期階段1—階段3相似,因此可以滿足以下條件:Ip(0)=-Ip(π),Vc(0)=-Vc(π)。

根據上述條件和時域解析表達式推導,得到Ip和Vc在整個周期內的表達式為:模態Ⅰ各個子階段對應的Ip與Vc時域解析表達式。

(7)

2 死區效應下PS-FBC電壓極性翻轉特性分析

在實際應用中,為了防止橋臂上、下開關管直通,確保其安全工作,通常會針對變換器門極驅動信號設置死區時間。但在高頻PS-FBC中,由于移相角度值與死區時間值相處在同一數量級上,一旦死區時間設置不合理,則會出現VPR(電壓極性翻轉)現象。VPR的出現不僅會降低系統有效傳輸功率,增大開關器件電流應力及二極管損耗,同時該過程屬于硬開通,會在一定程度上影響PS-FBC軟開關及功率特性。鑒于此,為了避免VPR發生,現基于第1節建立的PS-FBC時域解析數學模型推導出高頻諧振電流數值解析解,進而探究電壓極性翻轉現象的產生機理,分析VPR臨界觸發條件,為合理設計系統參數值提供研究基礎。

圖4為 VPR工作原理圖。結合圖2可知,在階段1,Ip在Vdc+Vo的作用下迅速衰減至0,隨后電流極性發生改變。該過程電流流經VD1、VD4,導致Vab輸出電壓嵌置為Vdc,如果開關管在電流過零時刻前進入死區時間,諧振電流會改變流向,流經VD2和S4,致使輸出電壓轉變為0,從而產生電壓極性跳變現象。如圖4展示的死區時間內電壓極性變化對PS-FBC換流過程產生的影響:VPR出現后,當觸發S1、S4導通,由于此時Ip為正值,致使該過程為硬電流開通,在一定程度上增加了器件開通損耗。同時,由于死區效應下H橋換流過程變得更加復雜,導致移相角發生等效畸變,表明VPR破壞了PS-FBC的功率傳輸特性。

a) 左橋臂驅動脈沖

綜上,VPR發生的判斷依據是:當滿足tγ大于tδ條件時,即會觸發H橋輸出電壓產生翻轉。鑒于此,為了避免出現上述過程,系統配置的死區時間需滿足下列條件:

tδ>tγ>tγ,min

(8)

式中:

tγ,min——最小死區時間,與關斷延遲時間存在強關聯性[15],可在IGBT(絕緣雙極型晶體管)驅動器數據手冊中獲取。

為進一步求取tδ,結合式(7)并利用開關周期換流過程的對稱性,可得Ip與Vc在0、tβ時刻的解析表達式為:

(9)

其中:

(10)

此外,Ip與Vc存在下述關系:

(11)

式中:

RL——等效負載電阻;

ωo——諧振頻率。

基于式(9)—式(11)構建方程組,鑒于tδ同相關參數(QL=ωoLr/RL,QL為品質因數;g=ω/ωo)互為隱函數,需要借助數學軟件進行數值計算,獲取在不同QL下g與tδ間的關系曲線。

圖5展示了g、QL和tδ三者間量綱一化后的數值關系。由圖5可見:k相同的情況下,負載越重,即QL越大,tδ會越小;在固定負載點處,即在QL恒定的情況下,隨著g增大,tδ會逐漸減小。根據上述關系可知,為了避免VPR發生,系統工作在重載且過諧振條件時,應將g設置在靠近諧振頻率附近。

圖5 不同QL下g與tδ關系曲線圖

3 仿真試驗驗證

為了驗證上述理論分析及公式推導的有效性,對基于PSIM軟件搭建的PS-FBC時域解析數學模型進行仿真驗證。其中,H橋采用單電壓閉環控制策略。PS-FBC仿真參數見表1。

表1 PS-FBC仿真參數取值

圖6為不同工況下的PS-FBC高頻電壓、電流波形。其中圖6 a)為加入最小死區時間后的PS-FBC諧振電壓、電流波形圖,此時電壓、電流均處于連續工作模式,且變換器超前、滯后橋臂開關管可實現零電壓導通。對比圖6 b)分析可知,隨著死區時間增至VPR臨界值后,諧振電壓極性會發生變化。究其原因主要為諧振電流過零時刻開關管尚未開啟,電流只能在反并聯二極管內自然換流,致使Vab由高電平跳轉為零電平,死區結束后再次跳轉回高電平。

a) tγ,min

圖7為不同PL條件下的高頻電壓、電流波形圖。由圖7可見:在設置相同死區時間的前提下,隨著PL不斷提升,tγ始終大于tδ;當PS-FBC系統參數不再滿足配置條件時,即會產生電平跳變。結合上述分析可知,相關結果驗證了本文理論計算與公式推導的正確性。

a) PL=65 W

綜上,PS-FBC系統工作在模態Ⅰ工況時,開關管動作可能會導致高頻輸出電壓發生極性翻轉,從而增大開關電流應力與器件損耗,降低系統效率。為了避免該種現象發生,需利用式(8)—式(10)計算tδ,并結合g、QL及PL等相關參數合理設計開關死區時間。

4 結語

本文針對應用于城軌高頻充電機的PS-FBC建立了過諧振時域解析數學模型,基于該模型探討了死區效應對高頻電壓極性翻轉問題的影響機理,提出了一種死區時間優化設計方法。該種方法能夠避免VPR現象發生,可有效減小電流應力;同時該方法可實現寬范圍軟開關,提升系統效率,并在一定程度上改善了充電機穩態及動態特性。通過多種工況下的仿真結果驗證了設計方法的有效性,為PS-FBC系統參數設計提供了研究基礎。