雙通道局部序列相關跳頻同步捕獲方法

孫慧賢,張玉華,趙禹博,朱連宏

(1.陸軍工程大學石家莊校區,河北 石家莊 050003;2. 陸軍裝甲兵學院士官學校,吉林 長春 130117;3. 軍事科學院系統工程研究院系統總體研究所,北京 100101)

0 引言

現代戰爭中對電磁頻譜的控制已成為掌握戰爭主動權的關鍵環節,通信電子戰受到了高度重視,使得通信對抗雙方展開了激烈的較量。隨著通信對抗技術的不斷發展,干擾機變得越來越智能,以至可以快速準確地截獲跳頻通信的某些參數并實施有針對性的干擾[1-3]。

從現代通信對抗視角看,跳頻同步捕獲過程是敵方偵察和干擾的重點目標之一。造成此類情況的主要原因是傳統的跳頻同步捕獲方法使得跳頻同步頻點在統計特性上與業務通信頻點的統計特性不同。例如,利用同步字頭進行同步捕獲的方法,采用頻表中部分頻點集合發送調制有TOD(time of date)信息的同步字頭。用于跳頻同步的頻點集合中頻點數目要遠小于整個頻表的頻表數。而且,為了提高捕獲概率,通常需要在特定的頻率集合內重復發送,使得同步頻點出現的概率要高于頻表中其他頻點。

針對傳統跳頻同步方法同步跳周期短、跳頻點數少、周期循環規律強等特點,干擾方可以對跳頻同步信號進行識別、分離并干擾同步信號方式來破壞跳頻系統的正常工作,使得對跳頻同步信號實施靈巧式干擾成為可能[2]。

為了提高跳頻通信的抗跟蹤干擾能力,對偶序列跳頻作為一種新興的跳頻通信方式被提出[4-6]。該方法利用兩個(或多個)跳頻序列之間的差異來表達消息,將數據信道和補償信道頻率分別按不同跳頻序列跳變,使干擾方無法準確跟蹤補償信道,可以有效對抗跟蹤干擾;而接收機射頻前端采用窄帶接收,與差分跳頻的寬帶接收相比可有效抑制部分頻帶干擾。對偶序列跳頻可以在通信過程中保障系統的抗干擾能力,但是,需要系統的同步方法同步進行改進,避免靈巧式干擾的壓制。

為了提升對偶序列跳頻通信同步信息的隱蔽性,本文利用雙通道接收架構,通過對跳頻長周期序列進行局部滑動相關,實現跳頻通信的自同步捕獲,該方法無需在載波上調制同步字頭信息,僅通過跳頻序列局部匹配實現自同步,具有良好的抗偵察和抗干擾能力。

1 對偶序列跳頻系統雙通道接收原理

對偶序列跳頻是以跳頻序列作為信息載體,利用跳頻序列偽隨機特性構建的一種新型跳頻抗干擾通信方法[4]。通常,利用兩個跳頻序列同時工作,用于傳遞消息的跳頻序列控制數據頻率占用信道,作為數據信道;另一個跳頻序列對應的頻率作為補償頻率不發射信號,作為補償信道。數據信道與補償信道形成對偶關系。由于數據信道利用信道占用表示消息,致使跟蹤干擾失效,而補償信道實際上是保持靜默的信道,因此難以截獲。且兩信道獨立偽隨機跳變,亦很難通過截獲數據信道的頻率推知補償信道的頻率,具有先天的抗跟蹤干擾的能力。

在對偶信道跳頻模式中,利用跳頻序列作為信息表達載體的另一個優點是接收方可以同步接收,這使得建立窄帶接收機成為可能,相比差分跳頻的寬帶接收方式減少了潛在補償信道數量,可具有更好的抗窄帶阻塞干擾性能。對偶序列跳頻通信系統雙通道接收機結構如圖1所示。在接收端,兩個窄帶接收通道并行工作,第i個接收通道利用跳頻序列FSi(i=0,1)與接收信號進行混頻,并經窄帶濾波后進行信號檢測。經判決后,確定接收信號所屬的跳頻序列號,進而映射為相應的發射信息比特。

圖1 對偶序列跳頻通信系統雙通道接收機結構框圖Fig.1 Block diagram of dual channel receiver structure for DSFH communication system

2 基于局部序列滑動相關的自同步捕獲方法

2.1 同步方案

針對對偶序列跳頻通信系統雙通道接收機結構,以獲得較高的抗干擾能力為目的,同時充分利用多序列跳頻通信的硬件資源,設計雙通道滑動相關自同步捕獲方法。為了不降低對偶序列跳頻通信抗偵察抗干擾能力,該方法在跳頻同步過程中采用與通信過程相同的序列。在該同步捕獲方案中,接收端每一個接收通道的頻率合成器有兩種工作模式：一種是跳頻工作模式,在同步后,用于正常解跳接收到的信號;另一種是跳頻捕獲模式,在通信開始時,用于收發兩端跳頻頻點的粗同步?；诰植啃蛄谢瑒酉嚓P的自同步捕獲方案的原理如圖2所示。

圖2 雙通道滑動相關自同步捕獲原理框圖Fig.2 Block diagram of self synchronization acquisition principle with dual channel sliding

為了實現快速的同步捕獲,在同步捕獲過程中,發送端發送全0數據信息,故跳頻信號均由通道C0產生。接收端的每條通道置于跳頻捕獲模式,對于接收端的通道C0來說,首先將本地跳頻序列發生器的相位置于某一初始值,使其產生本地跳頻載波,在同步的前提下,本地跳頻載波與發射端跳頻載波相差一個固定中頻。將接收到的信號與本地跳頻載波進行混頻,之后進行中頻帶通濾波濾除高頻成分,接著對通帶內的信號進行能量檢測,把每一跳信號進行一個周期內的積分運算,將積分后的結果送入門限判決器進行判決。若未超出判決門限,則滑動控制器改變跳頻序列發生器的時鐘,使之改變1/2個跳頻駐留時間;若超出判決門限,則計數器累加一次,滑動控制器不改變跳頻序列發生器的時鐘,此后對連續的M跳累加結果送入比較器做比較,累加結果大于K,則說明初始捕獲完成,輸出捕獲成功標志使能信號,反之,滑動控制器改變跳頻序列發生器的時鐘,繼續進行滑動搜索。

接收通道C1在同步捕獲過程中,跳頻序列發生器的工作模式與通道0相同,完成與C0同樣的功能。當完成捕獲后,會輸出各自的捕獲成功標志使能信號,最后,將兩個通道的捕獲成功標志使能信號進行邏輯或,作為最終是否轉入同步跟蹤的使能信號,只要有一條通道捕獲成功,即為對偶信道跳頻系統捕獲成功。

為了縮短捕獲時間,合理利用雙通道的資源,設計了等速掃描、連續監測的并行逆向滑動搜索方式,其原理圖如圖3所示。接收通道C0的通道滑動搜索方向與跳頻方向一致,接收通道C1在初始相位處等待。接收通道C1的相關積分結果超過判決門限時,則其自動翻轉頻點輸出順序,進行捕獲驗證,驗證成功時,輸出捕獲成功標志使能信號,反之說明出現虛警,繼續在出現虛警的頻點處等待。顯然,相比于傳統的滑動相關捕獲方法,這是一種更為快速的捕獲方式,后面會從理論的角度證明該捕獲方法的性能。

圖3 并行逆向滑動原理圖Fig.3 Schematic diagram of parallel reverse sliding

2.2 同步捕獲流程

為了直觀地描述并行逆向滑動過程,以上述雙通道系統為例,對其捕獲流程進行說明,具體流程如圖4所示。同步開始時,積分器要清零,準備從零開始進行積分,然后按照并行逆向滑動的方式,對各通道分別配置其初始相位,開始計算第一跳捕獲結果。

圖4 雙通道同步捕獲流程示意圖Fig.4 Schematic diagram of dual channel synchronous capture process

對于接收通道C0,如果未檢測到超過判決門限的積分量Eh,則在當前頻點駐留等待,直到出現積分量超過判決門限的情況時,轉入同步捕獲檢測,即對接下來連續的M跳進行檢測,如果超過判決門限VT的次數Nc大于K,那么就表示捕獲成功,反之,在當前頻點繼續等待。

對于接收通道C1,如果未檢測到超過判決門限的積分量Eh,則本地相位向前滑動Ts,直到出現積分量Eh超過判決門限的情況時,轉入同步捕獲檢測,對接下來連續的M跳進行檢測,如果超過判決門限VT的次數Nc大于K,那么就表示捕獲成功,反之,本地相位向前滑動Ts,繼續向前搜索。

2.3 捕獲性能理論分析與推導

為了便于理論分析,以雙通道對偶序列跳頻通信系統的捕獲方法為例,對其同步性能進行理論推導。

1) 同步捕獲時間

假設收發兩端的相位相差Nm跳,其中,Nm=1,2,…,Na,跳頻駐留時間為Ts,設非同步同頻點有a個,對于接收通道C0,其搜索方式為逆向等待,只有當初始相位超前于發端相位時,才有可能完成捕獲,未同步的前提下,與發端相位差每次縮短一個頻點距離,故其捕獲時間為

(1)

對于接收通道C1,由于其正向滑動,在未同步的前提下,與發端相位差每次縮短一個頻點距離,當檢測到非同步同頻點時,判決結果Eh超過門限VT,故須接下來的M跳去驗證此頻點為非同步同頻點,此時收端相位不滑動,故其捕獲時間為

(2)

聯合式(1)和式(2),可以得到平均同步捕獲時間為

(3)

對雙通道滑動相關同步捕獲法的平均同步捕獲時間進行仿真,仿真中參數設置為：跳速Ts=0.005 s;設平均每Nk跳中出現一個非同步同頻點,令Nk=50;收發兩端相差跳數Nm由0遞增到400,遞增時,步長設置為10。連續檢測跳數M= 5、7、10,如圖5所示。隨著Nm的增大,平均同步捕獲時間近似呈線性增長,在每隔50跳的時候產生一個跳躍點,這是因為仿真步長設置為10,每當Nm遞增50時,a的值便遞增1,故平均同步捕獲時間產生階躍;在相同的Nm下,隨著M的增大,平均同步捕獲時間逐漸增大,這是因為隨著連續檢測跳數M的增大,當檢測到非同步同頻點a時,損失的時間便會增大,故平均同步捕獲時間也會增大,但是當M增大時,漏警概率也會大大降低,故在實際的通信環境中,二者還需折中選取。

圖5 不同M值對應的平均同步捕獲時間Fig.5 Average synchronization capture time corresponding to M

圖6給出了不同Nk下的平均同步捕獲時間,可以看到隨著Nk的增大,平均同捕獲時間逐漸降低,但是當Nk>100時,隨著Nk的增大,曲線近似重合,說明當同步同頻點降低到一定值時,平均同步捕獲時間便不再降低,因此對于實現對偶序列跳頻通信系統時,設計合適的跳頻序列對于提升系統的同步性能具有重大意義。

圖6 不同Nk值對應的平均同步捕獲時間Fig.6 Average synchronization capture time corresponding to Nk

2) 同步捕獲概率

發射端信號表達式可以寫為

S(t)=Acexp(2πjfct),

(4)

那么與之對應,接收端信號表達式為

r(t)=αejθS(t)+J(t),

(5)

式(5)中,α表示信號的包絡,θ表示隨機相位,J(t)表示加性高斯白噪聲。

以接收通道C0為例,由于雙通道捕獲檢測方法與常規滑動相關捕獲法一致,故對于一跳信號的檢測概率為

(6)

式(6)中,方差σ2=N0B/2,其中N0為單邊功率譜密度,B為帶通濾波器的帶寬。

又由于接收端跳頻序列相位超前或滯后于發射端相位的概率為1/2,即接收通道C0和接收通道C1能夠完成捕獲的概率為1/2,故對于某一跳信號,雙通道捕獲法的檢測概率為

(7)

因此,總的捕獲概率可以表示為

(8)

3 抗干擾性能仿真驗證

本章對所提出的基于雙通道局部序列相關的跳頻同步捕獲方法進行仿真,驗證同步可行性及其抗干擾性能,并與對數似然比串行捕獲法[7]和單駐留滑動相關捕獲法[8]進行對比分析。

仿真分析的參數設置為：跳頻速率200 跳/s;數據速率200 b/s;頻帶范圍30～36.4 MHz;跳頻頻點數256;跳頻頻點間隔25 kHz;跳頻帶寬6.4 MHz;采樣率131.07 MHz。

圖7是三種捕獲方法在AWGN信道下的抗干擾性能,仿真中歸一化判決門限設置VT為0.525。

圖7 AWGN信道下的同步捕獲概率Fig.7 Synchronous acquisition probability in AWGN channel

由圖7可知,在相同條件下,雙通道捕獲法的性能明顯優于對比似然串行捕獲和單駐留滑動相關捕獲,對比似然串行捕獲法次之,單駐留滑動相關捕獲法性能最差。但雙通道捕獲法較高的性能增益是以犧牲系統復雜度為代價的,故在實際應用時還要折中選取。

隨著信噪比的增大,雙通道捕獲法的捕獲概率上升趨勢較為平穩,在信噪比達到5 dB時,捕獲概率幾乎達到100%。而對于對比似然串行捕獲和單駐留滑動相關捕獲法,4 dB的信噪比是捕獲概率的一個分界點,當信噪比小于4 dB時,捕獲概率小于50%,當信噪比大于4 dB后,捕獲概率迅速增高,在信噪比接近7 dB時,捕獲概率幾乎可以達到100%。

圖8分析了三種捕獲方法在部分頻帶干擾下的抗干擾性能,仿真中,部分頻帶干擾由高斯白噪聲經過帶通濾波器產生,隨機置于通信頻帶上,干擾帶寬與通信頻帶之比為1∶3。

圖8 部分頻帶干擾下的同步捕獲概率Fig.8 Synchronous acquisition probability under partial band interference

如圖8所示,在AWGN信道加部分頻帶干擾的情況下,三種方法的同步捕獲概率由高到低依次為雙通道捕獲法、對數似然比捕獲法、單駐留滑動相關捕獲法,在信干比為4.5 dB時,雙通道捕獲法的同步概率已經達到90%左右,對數似然比捕獲法和單駐留滑動相關捕獲法的捕獲概率僅為65%和40%,所取得的性能增益較為明顯。

4 結論

為了提升對偶信道跳頻通信同步信息的隱蔽性,本文采用長周期序列局部匹配思想,設計了一種雙通道局部序列滑動相關的跳頻同步捕獲方法。該方法在同步捕獲過程中采用與通信過程中同樣的跳頻序列,提高了同步過程的抗偵察能力,而且采用基于能量檢測的自同步方法可以有效對抗跟蹤干擾。仿真結果表明該方法在部分頻帶干擾情況下具有更高的同步捕獲概率。