基于EG8010的單相逆變器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

薛 玉 張澤華

（山西師范大學(xué)物理與信息工程學(xué)院，山西 太原 030000）

1 引言

逆變器技術(shù)在太陽能、風(fēng)能等新能源領(lǐng)域的開發(fā)和利用方面至關(guān)重要。由于逆變器效率高、穩(wěn)定性強(qiáng)、輸出精度高等優(yōu)勢，其被廣泛應(yīng)用于光伏并網(wǎng)、風(fēng)力發(fā)電等領(lǐng)域。本設(shè)計(jì)介紹一種基于EG8010的單相逆變器，采用單相全橋逆變方式，以EG8010為主控制芯片產(chǎn)生單極性SPWM波，再經(jīng)過全橋和濾波電路，完成逆變。另外該電路還具備過流和過壓保護(hù)功能。

2 理論分析

SPWM（Sinusoidal Pulse Width Modulation，正弦波脈寬調(diào)制）波是以脈沖寬度占空比按正弦規(guī)律排列的PWM（Pulse Width Modulation，脈寬調(diào)制）波，該波經(jīng)過適當(dāng)濾波可得到正弦波。因PWM波的電壓極性不同，可知SPWM波有單極性和雙極性兩種工作模式[1]。在雙極性的SPWM逆變電路中，同一個(gè)橋臂的兩個(gè)開關(guān)管交替進(jìn)行導(dǎo)通與關(guān)斷；而單極性的SPWM在半個(gè)周期內(nèi)，同一橋臂的兩個(gè)開關(guān)管只有一個(gè)導(dǎo)通，另一個(gè)則是截止的。單極性SPWM在正弦波的正半周期與負(fù)半周期都只有一種極性，且互為相反。單極性SPWM波調(diào)制原理如圖1所示。

圖1 單極性SPWM波調(diào)制原理

SPWM波形主要是通過正弦調(diào)制波ur和三角載波信號(hào)uc相比較得出。當(dāng)ur幅值大于uc幅值時(shí)，S1為高電平，S2為低電平；反之，S1為低電平，S2為高電平。另外，調(diào)制波ur為正半周時(shí)，S3為低電平，S4為高電平；反之，S3為高電平，S4為低電平。

圖1中S1-S4信號(hào)分別作用于圖2中開關(guān)管Q1-Q4的柵極。在正弦波的正半周期內(nèi)，左上管Q1進(jìn)行SPWM波開關(guān)動(dòng)作，右下管Q4一直導(dǎo)通，兩者共同構(gòu)成通路，為負(fù)載輸送電流，此時(shí)左下管Q2進(jìn)行著與左上管Q1反相的開關(guān)動(dòng)作，作用只是給濾波電路提供續(xù)流放電回路，并不參與向負(fù)載輸送電流，右上管Q3則一直關(guān)閉；在正弦波負(fù)半周期內(nèi)，左下管Q2進(jìn)行SPWM波開關(guān)動(dòng)作，與右上管Q3構(gòu)成主通道，此時(shí)左上管Q1作用是提供續(xù)流，右下管Q4則一直關(guān)閉。

圖2 全橋逆變電路

由圖1和圖2可知，單極性SPWM在半個(gè)周期內(nèi)，控制左橋臂開關(guān)管高頻開關(guān)動(dòng)作，右橋臂開關(guān)管長通或長閉，其與雙極性SPWM相比，開關(guān)損耗更低，變換器的效率更高。

3 電路設(shè)計(jì)

系統(tǒng)設(shè)計(jì)模塊框圖如圖3所示。

圖3 系統(tǒng)具體設(shè)計(jì)框圖

其中，EG8010模塊實(shí)現(xiàn)單極性SPWM波產(chǎn)生；IR2110S模塊實(shí)現(xiàn)對(duì)逆變電路開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)；單相全橋逆變電路在SPWM波的控制下，完成由直流電向交流電的轉(zhuǎn)變；電壓反饋確保輸出穩(wěn)定；過流和過壓保護(hù)電路實(shí)現(xiàn)在過流和過壓情況下，能夠切斷SPWM波的輸出，從而防止過載對(duì)開關(guān)管和負(fù)載電路損壞。

3.1 信號(hào)發(fā)生電路

本設(shè)計(jì)選用純正弦波逆變發(fā)生器EG8010芯片作為SPWM波發(fā)生器。EG8010芯片主要引腳與功能如表1所示。

表1 EG8010芯片主要引腳與功能表

芯片工作時(shí)，在EG8010芯片的26引腳的工作電源端和17引腳基準(zhǔn)電壓輸入端提供5V電壓；內(nèi)置狀態(tài)控制器的FRQSEL0與FRQSEL1引腳設(shè)置為“00”使得輸出頻率為50Hz；在單極性調(diào)制時(shí)，27、28引腳分別作為右橋臂上、下管的基波輸出，29、30引腳作為左橋臂SPWM調(diào)制輸出[2]；13引腳作為正弦波輸出電壓反饋的輸入端；14引腳作為負(fù)載電流反饋的輸入端。

3.2 驅(qū)動(dòng)電路

因芯片EG8010產(chǎn)生的信號(hào)功率無法直接驅(qū)動(dòng)開關(guān)管，因此需要增加一個(gè)驅(qū)動(dòng)電路[3]。本設(shè)計(jì)選用專用驅(qū)動(dòng)芯片IR2110S，以此保證SPWM信號(hào)可以順利驅(qū)動(dòng)開關(guān)管。因IR2110S是半橋驅(qū)動(dòng)芯片，所以在電路設(shè)計(jì)中，需要使用兩個(gè)IR2110S來共同作用。其中左橋臂驅(qū)動(dòng)電路（右橋臂使用相同驅(qū)動(dòng)電路）如圖4所示。

圖4 左橋臂驅(qū)動(dòng)電路

在圖4中，EG8010芯片的SPWMOUT3和SPWMOUT4分別接入芯片IR2110S的HIN引腳和LIN引腳，通過IR2110S的HO引腳和LO引腳輸出，分別接入如圖5所示的逆變電路左橋臂的兩個(gè)開關(guān)管的柵極，作為Q2與Q1的驅(qū)動(dòng)；C5和D1形成自舉升壓電路，為Q1開關(guān)管的柵源提供一個(gè)懸浮供電電壓；其中，自舉電容C5用來存儲(chǔ)能量，D1用來防止電流倒灌情況的發(fā)生。右橋臂驅(qū)動(dòng)電路中IR2110S芯片的HO與LO接入SPWMOUT1與SPWMOUT2之后作為圖5中Q3與Q4的驅(qū)動(dòng)。

圖5 全橋式逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)原理圖

3.3 逆變電路

逆變電路的設(shè)計(jì)是整個(gè)電路最重要的、最核心的部分。在逆變器主電路常用的幾種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，根據(jù)功率開關(guān)MOS管、電感L、電容C、二極管D、負(fù)載R連接方式的不同，可以分為推挽式逆變電路，半橋式逆變電路和全橋式逆變電路。[4]本設(shè)計(jì)選用單極性調(diào)制方式，因此選用全橋式逆變電路。其結(jié)構(gòu)簡單，帶負(fù)載能力強(qiáng)，是常用的一種電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。全橋式逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)原理圖如圖5所示。

因MOSFET管工作效率高，輸入阻抗高，驅(qū)動(dòng)電路較為簡單，本設(shè)計(jì)采用型號(hào)為IRF840的4個(gè)N溝道MOS管作為功率開關(guān)管。其Uds（漏源電壓）為500V，可以承受較高的電壓，開關(guān)損耗小。在逆變電路工作過程中，當(dāng)Q4導(dǎo)通時(shí)，Q3關(guān)閉，Q1與Q2兩個(gè)開關(guān)管通斷互補(bǔ)，輸出交流負(fù)半周；反之，當(dāng)Q3導(dǎo)通時(shí)，Q4關(guān)閉，Q1與Q2兩個(gè)開關(guān)管通斷互補(bǔ)，輸出交流正半周。全橋逆變電路的輸出再經(jīng)過LC濾波電路后變成純正弦波。

為了改善驅(qū)動(dòng)脈沖的精度與速度，Q1的柵極上串聯(lián)了電阻R1和二極管D2的并聯(lián)電路，用來削弱漏極的尖峰電壓[5]。在Q1的柵極與源極之間跨接10KΩ的電阻R2，除了為Q1的柵極提供偏置電壓外，還防止Q1的柵極有靜電積累，導(dǎo)致Q1誤動(dòng)作甚至Q1的柵極和源極之間擊穿。其余3個(gè)MOS管柵極電路設(shè)計(jì)相同。

3.4 濾波電路

為了輸出波形諧波成分少，本方案設(shè)計(jì)選用LC濾波器。因設(shè)計(jì)要求輸出功率p=30W，輸出電壓Uo=30V，交流頻率為50Hz，故選取截止頻率fc=300Hz。則額定負(fù)載電阻為：

電感L的取值為

電容C的取值為

3.5 電壓反饋電路的設(shè)計(jì)

為了穩(wěn)定交流電的電壓輸出，必須引入電壓負(fù)反饋電路。電壓負(fù)反饋電路如圖6所示。

圖6 電壓負(fù)反饋電路

通過R9、R10、電位器R11和電容C7構(gòu)成電壓采樣電路，通過EG8010芯片VFB引腳接入內(nèi)部的反饋信號(hào)處理模塊，與內(nèi)部基準(zhǔn)電壓作比較，對(duì)正弦波輸出電壓進(jìn)行調(diào)整，當(dāng)該引腳電壓升高時(shí)，說明輸出電壓升高，經(jīng)內(nèi)部電路調(diào)整后達(dá)到穩(wěn)壓狀態(tài)，調(diào)整電位器R11就可以調(diào)整輸出電壓大小。電容C7可以濾除一部分高頻諧波，防止電壓高頻諧波的突變對(duì)輸出電壓產(chǎn)生影響。

3.6 保護(hù)電路的設(shè)計(jì)

3.6.1 過壓保護(hù)

過壓保護(hù)電路如圖7所示。5伏的VCC經(jīng)R15和R16兩個(gè)等電阻分壓后，輸入到LM324反向輸入端的電壓約為2.5V；為防止電位器調(diào)節(jié)過程中變化太快，電壓變化過大，將R12與R13并聯(lián)，與R14分壓后輸入LM324同相端；當(dāng)輸入端的電壓大于2.5V時(shí)，LM324會(huì)輸出高電平，并將其輸入或非門，高電平經(jīng)過或非門后變成低電平，接入EG8010芯片的使能端SPWMEN引腳。當(dāng)SPWMEN輸入為低電平時(shí)，停止產(chǎn)生SPWM波，從而達(dá)到保護(hù)電路的作用。反之，芯片正常工作。

圖7 保護(hù)電路

3.6.2 過流保護(hù)

過流保護(hù)電路設(shè)計(jì)如圖7所示，全橋逆變電路的輸出電壓，經(jīng)過阻值相等的兩個(gè)電阻R19和R20串聯(lián)組成的分壓電路，再通過R17對(duì)運(yùn)放進(jìn)行偏置后連接到LM324放大器的同相輸入端，對(duì)采樣得到的電壓信號(hào)放大。放大后的信號(hào)連接到比較器的同相端，與電阻R23、R24通過分壓得到的參考電壓2.5V進(jìn)行比較，當(dāng)流經(jīng)負(fù)載的電流超過1.2A時(shí)，調(diào)節(jié)電阻R21，使得比較器LM324輸出為高電平，再接入或非門[6]。

當(dāng)出現(xiàn)過流或者過壓任一情況時(shí)，或非門都輸出低電平接入EG8010芯片的使能端SPWMEN，從而關(guān)閉SPWMEN波的產(chǎn)生。

4 測試結(jié)果

4.1 效率測試

固定逆變電路提供43V直流電壓，0.8A電流，在輸出交流電壓30V，輸出電流1A情況下，根據(jù)測試結(jié)果計(jì)算輸入功率PI、輸出功率PO和效率η。

重復(fù)測試逆變電路效率結(jié)果如表2所示。

表2 逆變電路效率測試表

根據(jù)測試結(jié)果可知，當(dāng)輸入電壓為43V，輸出交流電壓30V和交流電流1A時(shí)，逆變電路輸出效率為87.83%±0.53%。

4.2 負(fù)載調(diào)整率測試

當(dāng)輸入電壓不變，使得輸出交流電流IO在0.1A～1.0A范圍變化時(shí)，負(fù)載調(diào)整率如式7所示。

其中，UO(0.1A)和UO(1.0A)分別表示交流輸出電流是0.1A和1.0A時(shí)的交流輸出電壓值，此處UO為固定交流輸出電壓值30V。重復(fù)測試結(jié)果如表3所示。

表3 負(fù)載調(diào)整率測試表

根據(jù)測試結(jié)果可知，負(fù)載調(diào)整率的范圍在0.46%±0.04%之內(nèi)。

4.3 保護(hù)電路測試

調(diào)節(jié)負(fù)載電路和反饋電路的電阻，使得輸出電壓和輸出電流分別在30V和1.2A附近變動(dòng)，測試結(jié)果如表4所示。

表4 或非門輸出測試表

由測試結(jié)果可見，當(dāng)輸出電壓不超過32V且輸出電流不超過1.2A時(shí)，即未出現(xiàn)過壓和過流的狀態(tài)，或非門輸出高電平，EG8010使能端為高電平，產(chǎn)生SPWM波，逆變電路正常工作；當(dāng)出現(xiàn)過流或者過壓任一情況時(shí)，或非門都輸出低電平，EG8010使能端為低電平，關(guān)閉SPWM波，以便電路停止工作，從而起到保護(hù)電路的作用。

4.4 逆變電路抗老化測試

仍給逆變電路提供43V直流電壓和0.8A電流，經(jīng)過不同時(shí)長的持續(xù)工作，測試效率如表5所示。

根據(jù)測試結(jié)果可知，逆變電路在經(jīng)過96小時(shí)的持續(xù)工作之后，輸出效率下降3.15%。

5 結(jié)語

本文詳細(xì)介紹了基于EG8010的單相逆變器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)。總電路包含：EG8010為核心的單極性SPWM產(chǎn)生模塊、IR2110為核心的驅(qū)動(dòng)模塊、IRF840為核心的全橋逆變模塊、LC濾波模塊、LM324為核心的電壓反饋模塊、LM324和74LS02為核心的電壓和電流保護(hù)模塊。通過測試，在直流供電43V，輸入電流0.8A，輸出交流電壓30V和交流電流1A時(shí)，輸出效率為87.83%±0.53%，負(fù)載調(diào)整率在0.46%±0.04%之內(nèi)，逆變電路抗老化測試后輸出效率下降3.15%。