變拓撲LLC變換器的均流均壓控制研究

王憲萍，王嬋瓊，王曉東，倪喜軍，馬 津

(1.國網(wǎng)山西電力公司長治供電分公司，長治 046011；2.江蘇晟能科技有限公司，無錫 214028）

0 引言

隨著新能源、電力電子技術(shù)的發(fā)展，各類DC-DC變換器不斷出現(xiàn)，其中，LLC諧振式變換器成為目前的研究熱點。其優(yōu)勢在于，在一定寬輸入電壓和全負載范圍內(nèi)可實現(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓導通（zero voltage switching，ZVS）和副邊整流二極管的零電流關(guān)斷[1-2]（zero currentswitching，ZCS），不需要任何輔助網(wǎng)絡且控制簡單。然而，LLC諧振式變換器重載下變頻調(diào)制增益的局限性問題已成為制約其發(fā)展的瓶頸[3]。

為擴大其輸入輸出電壓的范圍，文獻[4]提出了一種數(shù)字式直接相移控制與傳統(tǒng)線性控制相結(jié)合的混合控制方法，但僅局限于單個LLC變換器且預處理過程復雜。文獻[5]提出了基于擾動參數(shù)估計的移相控制策略，全有源橋隔離DC-DC變換器的雙移相控制本身較復雜，額外增加的參數(shù)估計和移相補償進一步加大了處理器負擔。文獻[6]提出了基于移相補償?shù)腖LC變換器交錯并聯(lián)技術(shù)，雖然實現(xiàn)了均流，但其輸出電壓增益范圍仍然較小。文獻[7]依靠增加輔助調(diào)控開關(guān)管實現(xiàn)了LLC變換器交錯并聯(lián)均流，但額外的輔助開關(guān)管增加體積和成本。文獻[8]依靠移相獲得較大的增益范圍，但其控制過程比較復雜，文獻[9]則利用簡單的180°切換實現(xiàn)串并聯(lián)的變換，簡化了控制方法，但未涉及均壓均流控制。文獻[10-11]提出了一些智能控制策略，但實際逆變器采用的微型控制器很難滿足計算需求，實現(xiàn)仍然困難。

本文在分析變結(jié)構(gòu)LLC變換器運行原理基礎(chǔ)上，進一步分析了補償諧振器件參數(shù)容差的均流均壓控制方法，提出了基于變頻調(diào)制疊加小角度移相控制的均壓均流方法，實現(xiàn)了全范圍電壓增益連續(xù)可調(diào)，并克服文獻[8]中部分區(qū)域依靠調(diào)節(jié)輸入直流電壓輔助調(diào)整電壓增益的缺陷。

1 變結(jié)構(gòu)LLC變換器拓撲及工作原理

1.1 拓撲結(jié)構(gòu)

如圖1所示，變結(jié)構(gòu)LLC變換器拓撲包含主動開關(guān)S1～S4和S5～S8，n:1的變壓器Tr1、Tr2，Tr1、Tr2的勵磁電感Lm1、Lm2，諧振電感Lr1和Lr2，諧振電容Cr1和Cr2，整流二極管D1～D6。

圖1 變流器運行模式

變結(jié)構(gòu)LLC變換器采用變頻調(diào)制控制的幾種運行模式，主要分為雙全橋電路串聯(lián)、雙全橋電路并聯(lián)和全橋半橋電路串聯(lián)方式。如圖1(a)所示，如果雙全橋并聯(lián)電路脈沖滿足S1=S4=S6=S7=～S2=～S3=～S5=～S8，由于隔離變壓器極性反接，變壓器副邊側(cè)處于并聯(lián)連接，即IPOP（Input Parallel Output Parallel）方式。如圖1(b)所示，如果雙全橋串聯(lián)電路脈沖滿足S1=S4=S5=S8=～S2=～S3=～S6=～S7，副邊側(cè)變壓器處于串聯(lián)連接，即IPOS（Input Parallel Output Series）方式，輸出電壓為圖1(a)模式的2倍。如圖1(c)所示，如果控制S8為常閉短路，S7為常開路，全橋半橋串聯(lián)電路脈沖信號此時滿足S1=S4=S5=～S2=～S3=～S6，輸出電壓為圖1(a)模式的1.5倍。當然，如果控制S4為常閉短路，S3為常開路，全橋半橋串聯(lián)電路脈沖信號此時滿足S1=S5=S8=～S2=～S6=～S7，輸出電壓也為圖1(a)模式的1.5倍，該模式可以為一種冗余模式，通過選擇，可以減少電路切換過程的過沖。

并聯(lián)模式時，D1、D3、D4和D6承擔1/2負載電流，D2、D5承擔整個負載電流。串聯(lián)模式時，D2、D5被直流電壓反相鉗制而無流通電流，僅D1、D3、D4和D6流通電流。

1.2 次諧振工作模態(tài)分析

為簡化分析，如圖2所示，僅以單個LLC變換器分析其工作模態(tài)，2個組合的變結(jié)構(gòu)LLC變換器僅是單個LLC變換器的簡單疊加，其基本過程與單個變換器完全一致，具體的電流流向可參考圖1，此處不再詳述。如圖2(b)所示，如果存在移相，開關(guān)頻率低于諧振頻率的次諧振區(qū)域內(nèi)可以分為8個階段，對應前半周和后半周共8個時間節(jié)點t0～t4和t4～t8，相比圖2(a)無移相控制的波形圖，移相控制方式下多了圖2(b)中2個t2～t3和t6～t7時間段模態(tài)，此時間段對應的電角度，本文定義為移相角φ。圖2中Ton定義為半個開關(guān)周期，Dp為開關(guān)管對應的占空比（無移相時，為1），Tc為二次側(cè)電流流通時間。

圖2 LLC變換器次諧振區(qū)域的波形圖

1）模態(tài)1（t0～t1）

t0時刻，iLr1電流為正，S1、S4開通，如圖3所示等值電路的區(qū)間t0～t1，諧振腔電壓為Uin，iLr1諧振遞增，iLm1線性增大，但iLr1的增長速度比iLm1快，D1和D5自然導通，此時變壓器副邊被Uo鉗位。

圖3 LLC變換器次諧振區(qū)域的等值電路

2）模態(tài)2（t1～t2）

t1時刻，S1和S4仍保持開通，iLr1正弦諧振衰減至iLm1，使得變壓器無電流，因而D1和D5實現(xiàn)ZCS關(guān)斷；如圖3所示等值電路的區(qū)間t1～t2，Lm1、Lr1、和Cr1一起諧振，能量存儲在諧振腔中。t2時刻，S4關(guān)斷，模態(tài)2結(jié)束。

3）模態(tài)3（t2～t3）

t2時刻，進入S3、S4死區(qū)時間。iLr1對CS4充電，同時對CS3放電，導致S4的漏源電壓線性上升，S3的漏源電壓線性下降。由于功率器件寄生電容遠小于諧振電容，該過程在極短時間內(nèi)結(jié)束，此后，S4的漏源電壓等于Uin，S3的漏源電壓等于零而導致反并聯(lián)二極管DS3續(xù)流導通，為S3的ZVS導通創(chuàng)造條件，如圖3所示等值電路的區(qū)間t2～t3，此時諧振腔無激勵源，因此在寄生電阻的影響下，電流稍微下降，很顯然，移相控制會減少諧振腔的存儲能量。

4）模態(tài)4（t3～t4）

t3時刻，S1管關(guān)斷，進入S1、S2死區(qū)時間；同時，iLr1對CS1充電，同時對CS2放電，導致S1的漏源電壓線性上升，S2的漏源電壓線性下降。t4時刻，S2管開通，前半周期工作結(jié)束，后半周期的工作原理和前半周期一樣，不再詳述。

為簡化分析，忽略實際電路的死區(qū)時間，可以把上述的工作模態(tài)等效為圖3所示的幾個區(qū)間等值電路圖。

1.3 增益特性分析

基于基波分析法對單個LLC諧振變換器增益特性分析[12-15]，可得式(1)所示增益近似計算公式：

定義諧振頻率如下：

加入移相后，如圖2(b)所示，加到諧振腔的方波電壓存在一段時間的零電壓，相當于基波幅值變小，此時的基波電壓可表示為：

類似上述基波分析法，此時增益變?yōu)椋?/p>

以如下表1的參數(shù)λ=6為參量，比較式(1)、式(5)，利用MATHCAD畫成歸一化諧振頻率與變換器增益的關(guān)系圖4，分析圖4增益曲線變化趨勢，獲得如下規(guī)律：

表1 開關(guān)方式電壓增益

圖4 不同φ值下歸一化諧振頻率與變換器增益的關(guān)系圖

1）當fn=1時，無移相控制的增益恒為1，與變換器參數(shù)、移相角和負載無關(guān)；但當增加移相角補償時，增益小于1。

2）移相角控制不僅影響諧振點增益，與無移相控制相比，相應增益整體下降，且下降趨勢成相同趨勢。

3）當k值一定且變換器輕載時，在小于諧振頻率的一定范圍內(nèi)，隨著開關(guān)頻率的降低，可以保證較大范圍的增益控制。但隨著Q值的增加，即負載越來越重，變換器最大增益值減小，且變換器可控增益范圍逐漸減小，為保證可控增益的范圍，最大移相角需要控制。

變結(jié)構(gòu)LLC變換器必須運行于圖1所示的三種方式，為獲得1～2.5的增益，根據(jù)上述圖4的結(jié)論可知，需要首先選擇LLC變換器的運行方式，然后計算開關(guān)頻率，最后進行移相補償獲得調(diào)頻加移相補償后的增益。

假設(shè)選擇LLC變換器運行方式的增益為G1，變頻調(diào)制加移相補償?shù)脑鲆鏋镚2，對于變結(jié)構(gòu)LLC變換器的增益Gw，可表示為：

具體增益G1可參考圖1，增益G2可參考式(5)或圖4。如圖4所示，在響應的設(shè)計參數(shù)下，只要移相角不大于1rad，就能保證LLC變換器在1～1.5的增益范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，因此制定表1所示不同增益下的開關(guān)選擇表。

2 變結(jié)構(gòu)LLC變換器控制

2.1 控制方案

通過分析可知，移相控制可以改變諧振腔的基波電壓幅值，進而改變LLC變換器的增益。因此，本文通過變頻調(diào)制疊加小角度移相補償調(diào)整由于LLC變換器參數(shù)不一致導致的增益不同，克服不平衡現(xiàn)象，實現(xiàn)對變結(jié)構(gòu)LLC變換器的均流均壓控制。如圖5所示，變結(jié)構(gòu)LLC變換器的控制器包含方式選擇模塊、電壓閉環(huán)控制環(huán)和輔助移相補償環(huán)。

圖5 控制框圖

如圖5所示，依據(jù)調(diào)度設(shè)定的參考電壓大小選擇雙全橋電路串聯(lián)、雙全橋并聯(lián)和全橋半橋電路串聯(lián)方式[4]，并通過電壓閉環(huán)控制環(huán)確定變結(jié)構(gòu)LLC變換器的開關(guān)頻率。

輔助移相補償環(huán)依據(jù)電流差輸出輔助移相補償角，其中滯環(huán)用于選擇移相橋臂和閉鎖較小誤差時移相補償。當然，輔助移相補償環(huán)控制一方面可以保證電流快速均流，同時可以根據(jù)采樣電流實現(xiàn)流保護作用，防止二次側(cè)或諧振腔短路以及過載引起的過大電流。

2.2 均流均壓分析

忽略功率器件和變壓器的損耗，LLC變換器的輸入輸出滿足功率平衡，即：

當運行在IPOP模式時，滿足Uo1=Uo2，此時控制Iin1≈Iin2，即可保證Io1≈Io2；當運行在IPOS模式時，滿足Io1=Io2，此時控制Iin1≈Iin2，即可保證Uo1≈Uo2。因此，上述控制方案在快速控制輸入電流基本相等的情況下，可實現(xiàn)對變結(jié)構(gòu)LLC變換器的IPOP均流和IPOS均壓控制。

3 實驗結(jié)果

根據(jù)以上的分析設(shè)計了一臺如表2所示設(shè)計指標和參數(shù)的變結(jié)構(gòu)LLC諧振變換器，樣機圖片如圖6所示。

圖6 樣機圖

如圖6 所示，樣機包含H 橋1、H 橋2、三相整流器、諧振腔1、諧振腔2 和控制器，其中控制器采用TMS320F28377D，信號采用MCU內(nèi)部ADC，內(nèi)部PWM模塊輸出光纖隔離脈沖驅(qū)動功率器件。

圖7為變結(jié)構(gòu)LLC變換器工作在IPOP方式時的實驗波形，通過相同頻率PWM波的調(diào)制，實現(xiàn)2個LLC變換器諧振腔電流同相位，同時通過控制小角度的移相實現(xiàn)2個變換器的均流。

圖7 雙全橋并聯(lián)均流

圖8為變結(jié)構(gòu)LLC變換器工作在IPOS方式時的實驗波形，通過相同頻率PWM波的180°反向調(diào)制，實現(xiàn)2個LLC變換器諧振腔電流相反180°且幅值基本相同，同時通過控制小角度的移相實現(xiàn)2個變換器輸入電流均流，間接控制2個LLC變換器輸出電壓均壓。

圖8 雙全橋串聯(lián)均流

4 結(jié)語

本文分析了變結(jié)構(gòu)LLC變換器的拓撲結(jié)構(gòu)和工作過程，并用基波分析法進行增益分析，然后以此為基礎(chǔ)提出了參數(shù)設(shè)計和控制方法，最后結(jié)合變頻調(diào)制疊加小角度移相控制，實現(xiàn)了變結(jié)構(gòu)LLC變換器的IPOP均流和IPOS均壓控制，樣機實驗驗證了LLC變換器變頻調(diào)壓和軟開關(guān)特性的可行性。