用于配電臺區柔直互聯的固態開關控制研究

劉卓睿，安 義，蔡木良，熊健豪，劉 蓓，韓 星

（國網江西省電力有限公司電力科學研究院，江西南昌 330096）

配電網長期實行“環網設計、開環運行”方式，即使已進行配電自動化改造，故障隔離及故障后復電倒閘操作仍會造成非故障區的短時停電[1]。若進行跨分區合環，饋線兩側因存在電源幅值、相角差，合環運行會出現較大的沖擊電流和合環電流，將嚴重影響電網安全運行。

背靠背柔性直流基于共用直流母線的電壓源換流器，將交流系統進行AC-DC-AC 解耦互聯，可實現任意饋線長期安全合環運行。為了更好地實現互聯控制，需要利用固態開關實現直流連接[2-3]。隨著半導體技術的不斷發展，基于第三代半導體材料SiC的MOSFET 日益成熟[4-5]，相比于傳統的Si 材料，SiC材料擁有更高的晶體穩定度和更低的導通損耗，因此基于SiC-MOSFET 的固態開關對供配電系統功率和體積的要求，是未來的發展方向[6]。在固態開關設計中，為了提高主電路載流能力和供電冗余度，需要將多個SiC-MOSFET 并聯使用從而減小單個SiCMOSFET 的電流應力，提高其壽命和可靠性[7-9]。但多個SiC-MOSFET 并聯使用時會發生并聯支路電流的不均衡現象[10-13]，嚴重時會引起SiC-MOSFET 的失效，影響到整個固態開關的安全。

針對SiC-MOSFET 并聯支路電流的不均衡，該文將首先對SiC-MOSFET 并聯均流的影響因素進行數學分析和仿真驗證，其次提出一種SiC-MOSFET并聯支路動態電流均衡方法，最后通過數學推導和實驗對上述方法進行驗證。

1 固態開關工作原理

固態開關是集繼電器的轉換功能與斷路器的保護功能于一體的一種新型智能開關設備，其一方面可以通過檢測負載上的電壓電流來開通、關斷電路，另一方面也可以通過上位機的指令來開通、關斷電路[14-15]。

圖1 為SiC-MOSFET 固態開關基本的結構框圖，從圖1 中可以看出，固態開關可以分為主電路部分、數據采集部分、控制模塊部分、上位機部分、驅動電路部分和供電電源部分等。

圖1 固態開關結構框圖

主電路部分主要包括功率電源、開關管Q1、Q2和負載，其是固態開關的功率執行部分，其主要功能是將能量由電源傳送到負載，核心部件為功率開關管，因為SiC-MOSFET 具有高擊穿場強、低導通損耗和高熱導率等優良特性，更符合固態開關設計的要求，故開關管Q1、Q2選擇為SiC-MOSFET；數據采集部分包括采樣模塊和信號調理模塊，其主要功能是把固態開關主電路的電壓、電流信息傳遞給系統的控制模塊，其中采樣電路的功能是對主功率電路的電壓、電流信息進行采樣并傳遞給信號調理模塊，信號調理模塊的功能是對采樣后得到的電壓、電流信息進行濾波處理，然后傳遞給控制模塊部分；控制模塊部分作為固態開關的邏輯處理中樞，首先要對信號調理模塊輸出的電壓、電流信號進行模數轉換，然后對數字電壓、電流信號和上位機控制指令進行邏輯判斷，最后控制模塊輸出控制信號給驅動電路，控制主電路SiC-MOSFET 的開通與關斷。

2 并聯均流影響因素分析

圖2 為SiC-MOSFET 并聯測試電路示意圖，圖中包含兩個理想的SiC-MOSFET，分別為Q1和Q2，其驅動信號由單一驅動器產生，Cgs1(Cgs2)、Cgd1(Cgd2)、Cds1(Cds2)分別為Q1(Q2)的柵源電容、柵漏電容和漏源電容，Lg1(Lg2)、Rg1(Rg2)分別為Q1(Q2)柵極封裝和電路走線所產生的寄生電感和寄生電阻，Ld1(Ld2)、Rd1(Rd2)分別為Q1(Q2)漏極封裝和電路走線所產生的寄生電感和寄生電阻，Ls1(Ls2)、Rs1(Rs2)分別為Q1(Q2)源極封裝和電路走線所產生的寄生電感和寄生電容，Udc為主電路電壓Lload和Rload為負載電電感和負載電阻，D 為負載反并聯二極管。

圖2 SiC-MOSFET并聯測試電路示意圖

當驅動脈沖為高電平時，分別通過Lg1、Rg1、Ls1、Rs1和Lg2、Rg2、Ls2、Rs2對電容Cgs1和Cgs2進行充電，從而使得Q1和Q2由截止狀態轉變為飽和狀態，最后到達線性狀態，同時直流電源Udc分別通過Ld1、Rd1、Q1、Ls1、Rs1和Ld2、Rd2、Q2、Ls2、Rs2對負載進行供電；當驅動脈沖為低電平時，電容Cgs1和Cgs2分別通過Lg1、Rg1、Ls1、Rs1和Lg2、Rg2、Ls2、Rs2進行放電，從而使得Q1、Q2由線性狀態轉變為飽和狀態，最后到達截止狀態，同時負載Lload和Rload通過反并聯二極管D 進行續流放電。

SiC-MOSFET 開關過程中，器件的漏極電流id隨柵源電壓Vgs的變化而變化：

式中，Udc為直流電源電壓，Rds(on)為SiC-MOSFET的通態電阻，Rload為電路的負載電阻，Rd和Rs分別為SiC-MOSFET 漏極和源極寄生電阻，Vth為SiCMOSFET的閾值電壓，L和W分別是SiC-MOSFET 的溝道長度和溝道寬度，μn是SiC-MOSFET 反型層中電子遷移率，Cox是SiC-MOSFET 單位面積柵氧化層電容。

由式（1）可知，通態電阻Rds(on)會直接影響SiCMOSFET 處于線性區時的電流，即SiC-MOSFET 的靜態電流，而閾值電壓Vth會直接影響SiC-MOSFET 處于飽和區時的電流，即SiC-MOSFET 的動態電流。圖3 為SiC-MOSFET 器件參數分散性測試電路。

圖3 SiC-MOSFET器件參數分散性測試電路

以UnitedSiC 公司生產的UF3C065040K3S 為例，測試7 只樣品SiC-MOSFET 通態電阻Rds(on)和閾值電壓Vth參數的分散性。在測試SiC-MOSFET 的通態電阻Rds(on)時，驅動電壓Vdrive、主電路電壓Udc和負載電阻分別保持為15 V、28 V 和5 Ω不變，通過測得負載兩端的電壓Vload，即可得知SiC-MOSFET 器件的通態電阻Rds(on)值為:

測試SiC-MOSFET 器件的閾值電壓Vth時，保持主電路電壓Udc和負載電阻Rload分別為28 V 和5 Ω不變，驅動電壓Vdrive從零開始緩慢上升，利用電壓表測試負載兩端的電壓Vload，當Vload不為零時，此時的驅動電壓Vdrive即為SiC-MOSFET 的閾值電壓Vth。

表1 為測試所得的SiC-MOSFET 通態電阻Rds(on)和閾值電壓Vth分布情況表，由表1 可知，此組樣品SiC-MOSFET 的通態電阻Rds(on)和閾值電壓Vth分別分布在32～51 mΩ和4.3～5.5 V 之間，均存在相對偏差，分散性較大。

表1 SiC-MOSFET通態電阻和閾值電壓分布情況表

1）通態電阻Rds(on)分散性的影響

通過對式(1)的分析可知，通態電阻Rds(on)主要影響的是SiC-MOSFET 處于線性區時的電流，即影響SiC-MOSFET 并聯時的靜態均流。SiC-MOSFET 并聯電流通態電阻影響示意圖如圖4 所示。

圖4 SiC-MOSFET并聯電流通態電阻影響示意圖

以圖4 中兩個SiC-MOSFET 并聯均流為例，假設兩個器件的通態電阻分別為Rds1(on)和Rds2(on)，那么在通態情況下，流過兩個SiC-MOSFET 的靜態電流可以表示為：

由式（3）可知，當并聯SiC-MOSFET 處于通態時，流過各個器件的漏極電流Id與其通態電阻Rds(on)是負相關的，由于各個支路的通態電阻Rds(on)不一致，這會導致通態電阻小的支路會流過大的電流，最終造成并聯各支路靜態電流的不均衡。

定義電流不均衡度為：

式中，Iav為并聯電流的平均值，In為第n支路的電流值。另外由于流過電流較大的支路會產生更大的熱量，而UF3C065040K3S 的通態電阻Rds(on)是正溫度系數的，這會使得大電流支路SiC-MOSFET 的通態電阻因溫度升高而變大，進而使得該支路的電流減小，這種負反饋調節能力在一定程度上可以抑制SiC-MOSFET 各支路靜態電流的不均衡。

2）閾值電壓Vth分散性的影響

通過式（1）可知，閾值電壓Vth主要影響的是SiC-MOSFET 處于飽和區時的電流，即影響SiCMOSFET 并聯時的動態均流。同時由前面的分析可知，SiC-MOSFET 的開關過程是驅動電路向SiCMOSFET 柵源電容Cgs充放電的過程，所以當并聯SiC-MOSFET 使用單一驅動電路時，在其開通過程中，閾值電壓較低的支路會先導通，同時承擔較大的電流，而閾值電壓較高的支路會后導通，承擔較小的電流；在其關斷過程中，閾值電壓較高的支路會先關斷，同時承擔較小的電流，而閾值電壓較低的支路會后關斷，承擔較大的電流。即SiCMOSFET 的閾值電壓Vth會直接影響其并聯支路的動態均流。

3 基于柵源補償電容的均流方法

SiC-MOSFET 動態電流是指SiC-MOSFET 開通和關斷階段通過漏極的電流。影響SiC-MOSFET 動態電流的主要因素有SiC-MOSFET 的閾值電壓和柵極寄生參數等[16]，針對SiC-MOSFET 并聯模塊的動態電流不均衡問題，該文基于耦合電感主動均流方法，提出一種基于柵源補償電容聯合漏極磁通約束的動態均流方法。

根據對SiC-MOSFET 開關過程的分析，其開關過程主要是柵源電容的充放電過程。圖5 為基于柵源補償電容的SiC-MOSFET 開通和關斷示意圖。

圖5 SiC-MOSFET柵源補償電容動態均流方法示意圖

圖中，Rg為柵極電阻，Cgs為SiC-MOSFET 本身的柵源電容，Ccmp為柵源補償電容，當驅動信號Vdrive由低電平V0轉變為高電平Vs時，柵源電壓和充電電流變化如下：

式（5）中ig的方向為驅動器指向SiC-MOSFET，τ為阻容電路的時間常數，其值為Rg(Cgs+Ccmp)。

當驅動信號Vdrive由高電平Vs轉變為低電平V0時，柵源電壓和充電電流變化如下：

其中，ig方向為SiC-MOSFET 指向驅動器。

由式（5）和式（6）可知，通過柵源極并聯小電容的方法可以改變SiC-MOSFET 的充放電時間常數，進而能夠改變其開通時間和關斷時間，最終可以改善SiC-MOSFET 并聯模塊的動態電流均衡性。此外，柵源極并聯小電容還可以通過減慢SiC-MOSFET的開關速度，改善其開通電流尖峰和關斷電壓尖峰。

4 實驗驗證

該文搭建了基于SiC-MOSFET 固態開關的樣機和其實驗平臺，樣機的額定電壓、額定電流與額定負載值分別為28 V、5.6 A、5 Ω。通過兩組開關器件并聯，針對SiC-MOSFET 的并聯均流電路進行實驗，將分別測試未采取均流措施、采取柵源補償電容聯合漏極磁通約束措施兩種工況，對SiC-MOSFET 漏極電流的動靜態波形進行比較。

圖6（a）、（b）為未采取均流措施時的SiC-MOSFET并聯支路實驗波形圖，其中，Vdrive為兩條支路上SiCMOSFET 的驅動電壓，id1和id2分別是支路1 和支路2的漏極電流，從圖中可以看出，未采取均流措施的情況下，在SiC-MOSFET 開通和關斷的瞬間，支路1 和支路2 的電流會出現很明顯的不均衡。

圖7（a）、（b）為采取柵源補償電容措施時的SiCMOSFET 并聯支路實驗波形圖，其中支路1 和支路2的漏極補償小電阻均為0.1 Ω，從圖中可以看出，SiC-MOSFET 并聯支路通態時的電流不均衡現象得到了明顯的抑制，支路1 與支路2 的動、靜態電流基本平衡。

圖7 SiC-MOSFET并聯支路動態和靜態均流實驗波形圖

通過對上面對比實驗結果的分析可知，基于柵源補償電容動態均流方法可以有效抑制SiCMOSFET 并聯支路動、靜態電流的不均衡。

5 結束語

該文針對配電網臺區低壓柔直互聯提出了固態開關方案，并針對基于SiC-MOSFET 的固態開關的并聯支路的均流控制方法。從并聯均流的影響因素上分析，包括SiC-MOSFET 本身的通態電阻、閾值電壓和其驅動電路上的柵極電阻、柵極電壓以及功率回路上的各種參數；并提出了一種柵源補償電容動態均流方法，可以在一定程度上抑制其動態電流的不均衡。最后，通過實驗驗證證明了方法的有效性。