基于軟開關技術的DC/DC 變換器電磁干擾抑制研究現狀及發展趨勢

江心怡，陳泓霖

（國網福建省電力有限公司龍巖供電公司，福建 龍巖 364000）

0 引言

隨著電力電子技術的高速發展，由各類電力電子元器件構成的開關電源成為人類生產生活中節能高效的動力電源[1-2]，相應地，電能變換裝置也得到了廣泛的應用。DC/DC 變換器作為電力電子變換器中的典型電路[3]，其構成的開關電源能夠實現能量高效率傳遞與轉換，是新能源汽車[4-5]、地鐵[6]、直流電機調速系統[7-9]等領域中不可缺少的環節。

由于DC/DC 變換器工作頻率較高，內部電力電子設備并非理想器件，在正常工作中產生的高次諧波不容忽視，是產生電磁干擾（EMI）的主要干擾源之一。電磁干擾信號在影響自身電路工作的同時，通過傳導以及輻射的方式對周圍的設備造成影響，因此必須重視DC/DC 變換器的磁兼容性設計。目前國內外科研人員已經從軟開關技術、電磁干擾機理、電磁干擾抑制措施等方面進行了研究。

本文首先分析了DC/DC 變換器的干擾源，針對變換器與外界的相互影響，介紹了國內外學者的研究成果；隨后詳細闡述了基于軟開關技術的電磁干擾抑制措施；最后探討了軟開關技術應用在電磁兼容的未來發展趨勢，為后續的研究提供方向。

1 DC/DC變換器電磁干擾理論分析

DC/DC 變換器電磁兼容性分析主要集中在高頻電力電子器件以及寄生參數上。本章將從DC/DC 變換器的干擾源、變換器對外界的影響與外界對變換器的影響3 個角度進行闡述。

1.1 DC/DC 變換器干擾源

生產生活中常用的電源為220 V 交流電源，DC/DC變換器作為電能轉換器件，需要接入交流電源，整流后作為變換器的輸入電源，因此變換器本身與前級整流電路是主要的電磁干擾源。

圖1 DC/DC 變換器工作流程

1.1.1 輸入整流電路

傳統DC/DC 變換器通過整流橋與電網相連，不可控整流橋雖具有工作可靠的特性，但這樣的拓撲會使輸入電流發生畸變，大量諧波不僅會降低電源輸入端的功率因數，而且流入電網也會造成一定的“諧波污染”。另一方面，傳輸線、屏蔽線含有寄生電感，對地也存在分布式電容，系統中流動的漏電流會通過導線與大地（保護地）形成閉合回路，容易引起振蕩，干擾變換器的敏感元件。

1.1.2 二極管

由于二極管的非理想特性[10]，二極管從關斷到正向偏置與正向偏置到反向偏置的電壓電流變化如圖2所示。當二極管兩端被施加正向電壓，由于存在電導調制效應，正向壓降從0 增加到一個大于穩態電壓的正向尖峰電壓UFP后才趨于穩定電壓（約2 V），這個過沖電壓隨著電流變化率增大而增大；由于導通時二極管的電荷儲存效應，當二極管被施加一個反向電壓時不能馬上阻斷，而是需要經過一定時間，使電子需要在反向電場的作用下回到N 極，產生反向漂流電流與反向恢復電壓，即經過一段反向恢復時間后，二極管才會恢復到反向飽和電流。因此非理想二極管在正向導通時存在正向壓降，在關斷時流過反向電壓，存在導通損耗與關斷損耗，同時在開關過程中由于有較大的電壓電流變化率，因此高頻工作下，開關損耗也是不可忽視的。由于工作的非理想型，二極管存在開端瞬態過程[11]，結合二極管內部的寄生參數，提出了高頻工作下的等效電路模型，并通過仿真驗證，為分析二極管瞬態過程提供理論基礎。

圖2 二極管電壓電流變化圖

1.1.3 高頻功率開關管

高頻功率開關管在導通與截止轉換過程中同樣存在過渡過程。以電壓控的場效應管為例，動態過程取決于內部結電容的充放電過程。當場效應管開關時，電容將充放電，產生一定電壓電流尖峰。在生產應用中，功率開關管通過導熱硅脂嵌在散熱器上且散熱器外接保護地而存在寄生電容。當系統工作時，開關管內部電壓發生高頻變化，該寄生電容上產生較大的過沖電壓，成為EMI的主要來源之一。

1.2 DC/DC變換器對外界的影響

傳導干擾與輻射干擾是DC/DC 變換器的兩種重要干擾途徑，傳導干擾根據干擾形式可以分為共模（Common Mode，CM）與差模（Differential Mode，DM）干擾，在Buck 電路的干擾閉合回路如圖3 所示。共模干擾產生的主要原因是器件與大地之間存在分布電容，當變換器中有較高的電壓變化率時，產生的高頻振蕩通過分布電容、大地和電源線構成的閉合回路造成共模騷擾；差模干擾產生的主要原因是由于高頻開關工作在開關狀態下，含有較大變化率的電流含有大量的高頻分量，流過電源線形成高頻的三角脈動電流，產生差模干擾。輻射干擾以電磁場的形式將電磁能量從干擾源經空間傳輸到敏感設備。

圖3 Buck 電路中的共模/差模干擾閉合回路

新能源汽車用DC/DC 變換器電磁干擾抑制不當不僅會影響自身電路工作，同時會對車載電子系統，如制動防抱死系統、安全氣囊、電子控制制動系統等產生強電干擾[12]。功率開關器件和濾波電容構成的高頻開關電流環路可能會產生較大的空間輻射，形成輻射干擾。高鐵用牽引變流器產生的共模電壓，與電路中的寄生電容相互作用后產生高頻漏電流、軸電壓和軸承電流。高頻漏電流對同一地上的其他設備產生干擾，過高的軸電壓和軸承電流對電機軸承構成嚴重威脅，且輸出經長線驅動時由于反射等原因在定子側感應出過電壓，這增加了電機繞組的絕緣應力，降低了繞組和轉子集電環的壽命[13]。電磁干擾可能造成列車信號出現紊亂，可能造成列車無法停車、走向岔路甚至發生碰撞事故導致大量傷亡與大面積的鐵路交通癱瘓[14]。

為了測量產品的電磁干擾性與電磁抗敏度，相關國際機構制定了一系列的電磁兼容（Electro Magnetic Compatibility，EMC）標準[15]：無線電干擾特別委員會（CISPR）制定了信息技術發射標準CISPR-22、電磁兼容技術委員會（TC77）制定了關于電磁敏感度的標準IEC 6100。各個國家和地區基于國際標準也制定了自己國家的EMC 標準：美國保險商實驗室制定了UL 認證、美國聯邦通信委員會制定了FCC 認證，歐洲制定了EC 認證，中國也制定了電磁兼容標準的CCC 認證，最新更新的強制性產品認證目錄中共有17 大類103 種產品規定了具體的電磁兼容標準。

1.3 外界對DC/DC 變換器的影響

合理利用各次諧波的頻譜特性調整占空比能夠提高共模濾波器的轉折頻率，能夠減少共模電感和電容的使用[16]。DC/DC 變換器的控制系統是主要的敏感設備，正常工作下電壓以弱電為主，易受到來自外界的電磁干擾與主電路的強電磁場的干擾。

2 基于軟開關技術的電磁干擾抑制發展現狀

由于DC/DC 變換器的發展趨于高頻化，在實現減小損耗與電磁干擾抑制上有相同的發展目標；選用的無源器件也趨向小型化，與寄生參數可比擬。如何通過軟開關對電磁干擾進行抑制成為DC/DC 變換器電磁兼容性的研究重點。本章將仔細介紹軟開關技術的發展和利用軟開關技術的電磁干擾抑制措施，同時也對其他電磁抑制措施進行簡單概述。

2.1 軟開關技術的發展歷程

根據軟開關的發展歷程可以分為：準諧振電路、零開關脈沖寬度調制（Pulse Width Modulation， PWM）電路與零轉換PWM 電路。準諧振電路是最早的軟開關電路，可細分為零電壓開關準諧振電路、零電流開關準諧振電路、零電壓開關多諧振電路，其輸出電壓或電流的波形為正弦半波，因此有諧振電壓峰值高、諧振電流大、導通損耗大的特點，要求工作的開關器件具有高耐壓特性并采用脈沖頻率調制（Pulse Frequency Modulation，PFM）的控制方法；零開關PWM 電路工作時引入輔助開關控制諧振的開始時刻，使諧振僅發生于開關過程前后，可細分為零電壓開關PWM 與零電流開關PWM；而零轉換PWM電路工作采用輔助開關控制諧振的開始時刻，但諧振電路是與主開關并聯的，可細分為零電壓轉換PWM、零電流轉換PWM；后兩類電路都能在寬輸入電壓范圍內和從0 負載到滿載都能工作在軟開關，且無功功率被削減到最小，具有較高的效率。

2.2 基于軟開關技術的電磁干擾抑制措施

本節將從輸入側整流電路與DC/DC 內部電路的軟開關實現進行詳細分析，討論從這兩個角度抑制電磁干擾的機理。

2.2.1 輸入側整流電路的功率校正電路

出于工作可靠穩定角度考慮，DC/DC 變換器的輸入端常通過不控整流電路接入交流電網中，使輸入電流含有較高次諧波，引起電磁干擾，因此，學者提出了一種新型的集成非隔離Buck-反激式功率因素矯正（Power Factor Correction，PFC）變換器拓撲結構[17]。該拓撲具有結構簡單，容易驅動的特點，可以在通用交流輸入電壓下實現高功率因數。但當它作為DC/DC 變換器的前級時，兩個浮動輸出端口會造成電磁兼容問題，需要改用浮動驅動電路驅動，從而增加了改進拓撲的成本。隨后，一種Buck 二次降壓型PFC 變換器被提出[18]，然而PFC 單元是在DCM 模式下工作的，功率因數受到輸出電壓和輸入電流死區時間的影響。針對電壓電流死區問題，通過恒準時與變準時控制[19-20]、在非死區引入最優三次諧波[21]、在輸入電壓較低時增設電平比較器[22]等方法可提高效率，然而這些技術的引入增大了主電路的復雜度與控制系統的難度。為此一種基于串聯電容的交錯BuckPFC 變換器被提出[23]，不僅可以實現部分電源開關的軟接通和部分電源二極管的軟關斷，還具有極高降壓比且輸入電流的死區角很窄，從而實現了高PF。實驗表明，通過中間總線電容器的電壓被箝位到輸入電壓，從而選擇了低壓額定值MOSFET。

2.2.2 DC/DC變換器軟開關拓撲

除了輸入側整流電路帶來的高頻諧波電流，DC/DC變換器內部高頻開斷的開關管也是電磁干擾的主要來源。

（1）含緩沖電路的軟開關拓撲

早期的研究人員希望能夠利用準諧振電路實現軟開關，但由于準諧振電路只能夠使部分器件實現軟開關，并且對開關管耐壓要求較高，因此一種含緩沖電路的Buck 變換器拓撲被提出[24-26]，如圖4 所示，圖中C1、Ls、R1、R2、D1、D2 構成緩沖電路。電阻用于消耗系統內部儲能，并使元件復位，以確保系統能夠進入下一個周期。該拓撲正常工作下有6個工作模態，如圖5所示。

圖4 含緩沖電路的Buck電路

圖5 含緩沖電路的Buck 電路工作模態圖

模態1：通過將開關管M 與電感Ls 串聯實現ZCS 導通，ILs逐漸增大使得流經二極管D的電流ID逐漸減小。

模態2：流經二極管D 的電流ID為0，二極管D 實現ZCS 關斷，此時輸入電壓Ui通過R1給Cl充電。

模態3：Cl 支路電壓與Ui相等，無電流流經，此時電路等同于普通Buck開關管導通時的工作狀態。

模態4：開關管M 受控實現ZVS 關斷，此時二極管D1ZVS開通，Cl為負載供電，Ucl逐漸減小。

模態5：Ucl減小為0，D2 支路ZCS 導通，D 支路ZVS導通，Io為Cl 反向充電，Ls 與Cl 發生諧振，諧振能量通過R2消耗。

模態6：二極管D1 關斷，Ls 與Cl 諧振能量通過R1、R2共同消耗。

模態7：當諧振電路能量消耗完畢后，此時電路與普通Buck電路開關管關斷時工作狀態相同。

實驗仿真驗證結果如圖6 所示，場效應管M 開通時的電流變化率得到了有效抑制，關斷時出現的電流尖峰較小，能夠滿足電磁干擾的要求。

圖6 場效應管M的輸入電流仿真波形圖

含緩沖電路的軟開關拓撲早期較常用于Buck、Boost電路，由于在軟開關拓撲建模時，沒有考慮內部元件的寄生參數，實驗仿真結果與實物是存在誤差的。并且利用電阻消耗多余的能量，屬于有損緩沖，在大功率場合下存在較大的導通損耗，效率較低。

（2）利用輔助開關的軟開關拓撲

出于提高效率角度與降低電流有效值，進一步提高系統的功率級角度考慮，由于市面上存在可同時驅動主開關與輔助開關的芯片，為研究人員通過引入輔助開關實現軟開關提供了可行性。該類拓撲常將開關管替換二極管，使系統含有多個可控開關管，系統一般為CCM 模式。有學者提供了多種同步整流Buck 電路模型[27]，工作方式均為利用并聯電容鉗位使主開關近似零電壓關斷，通過輔助開關與輔助電感支路使續流二極管零電流關斷，再使輔助電感與開關寄生電容發生串聯諧振，實現主開關零電壓開通。然而，主開關電流應力或電壓應力增加，輔助電路不能實現軟開關，額外損耗使系統效率提升不明顯，反而體積、質量與成本增加。隨著一種雙輔助諧振極型軟開關逆變器的回路拓撲的提出[28]，可有效避免因回路配線形態所帶來的回路寄生電感和寄生電容對輔助開關管的ZVS關斷所造成的影響，確保輔助開關管可靠的實現ZVS關斷。一種同步整流Buck 變換器全軟開關電路及其控制方法[29]如圖7所示。該拓撲共有8個工作模態，如圖8所示。

圖7 同步整流Buck 電路

圖8 同步整流Buck電路工作模態

模態1：Ucr=UDC，設此時Q1 受控關斷，可知Q1 為ZVS關斷；Ucr為負載供電，電壓逐漸減小。

模態2：此時Ucr減小為0，與Q2 反并聯的二極管導通，將Q2兩端電壓鉗位在零電位。

模態3：Q2 受控信號來臨，Q2 實現ZVS 導通，L 繼續為負載供電。

模態4：Qr1 受控實現ZCS 導通，Dr 受控導通，此時iL減小而iLr增大。

模態5：由于Q2 并聯電容Cr，當Q2 受控關斷時，兩端電壓緩慢上升，可近似認為ZVS 關斷；此時Cr 與L和Lr并聯電感發生諧振，直到Ucr等于輸入電壓UDC。

模態6：Q1反并聯二極管導通，將Q1兩端電壓鉗位在零電位；L受正電壓，iL增大，iLr不斷減小。

模態7：Q1受控ZVS導通。

模態8：Qr1 支路電流減小，實現ZCS；其中DP 作為緩沖支路，防止Qr1 早于Q1 關斷，為電流提供續流回路，防止Q1過壓。

該拓撲實現主開關與同步整流開關零電壓開通與近似零電壓關斷，提高Buck電路的工作效率。

利用輔助開關實現軟開關，能夠使各開關管近似實現ZVS 或ZCS，但對拓撲的控制電路比較復雜，而控制電路是DC/DC 變換器中的敏感部分，因此對控制電路的抗擾度有較高要求。

（3）利用電路參數的軟開關拓撲

為了簡化控制電路、不增加電壓電流應力且能夠實現軟開關設計，研究人員進一步探索，采用利用電路中的寄生參數，參與軟開關的設計減少器件的使用，同時不另外增加開關管能夠簡化控制電路設計難度。一種單開關軟切換PWM正向變流器工作時有源開關上無電壓應力，電流應力很小[30]。這些軟開關變流器接近運行于無開關損耗的狀態。一種新型的無高壓電流應力的PWM軟單開關升壓變換器[31]，該變換器不需要任何額外的開關來實現軟開關，且可擴展到其他非隔離和隔離單開關DC/DC變換器。而利用互容和互感的消去理論[32]，可提出5種開關管寄生電容消去方法，在不同場合下使用不同方法可以消去共模干擾、差模干擾。在此基礎上衍生的一種基于開關寄生電容抵消的電磁干擾減小技術[33]，將該技術應用于變頻器能相當大降低傳導電磁干擾水平。PWM軟單開關升壓變壓器拓撲如圖9所示，系統共有6個工作模態，如圖10所示。

圖9 PWM SSS（Soft-Single-W-Switched）Boost電路

圖10 PWM SSS Boost 電路工作模態

模態1：開關管S 受控開通，由于與Lr1 串聯，電流緩慢增加，可認為是ZCS開通；iLr1增加，流過二極管Do的電流iDo減少；Cr兩端電壓等于輸出電壓。

模態2：二極管Do 上的電流減小到0，自然關斷，由于Cr電壓鉗位，可認為二極管ZVZCS；Cr與輸入電壓向Lr1支路與負載供電，UCr減小。

模態3：當UCr電壓減小為0，二極管D1ZVS 導通，將電壓鉗位在零電位。

模態4：S 受控ZVS 關斷，Lr2 支路與輸入電壓給Cr充電。

模態5：UCr 等于輸出電壓時，二極管DoZVS 導通；Lr2支路與輸入電壓向負載供電，iLr2減小。

模態6：電路與普通Boost開關管導通時狀態相同。

將Lr1改用一個匝數比為n的耦合電感，改造后電路如圖11 所示，該拓撲具有以下優勢：不需要任何額外的開關來實現軟開關，簡化了控制電路；消除開關管漏地間寄生電容；在所有的轉換器類型中，開關是在零電流條件下打開，在幾乎零電壓條件下關閉。

圖11 消除漏地寄生電容的PWM SSS Boost 電路

將耦合電感部分利用Y-Δ 等效電路進行等效轉換，可以得到一個π 形電路圖，總可以在匝數大的一側獲得一個負電容，在電路設計時，可以利用該電容抵消開關管寄生電容的作用。在輸入側加入LISN 進行仿真，由仿真結果可以發現，利用耦合電感抵消漏地寄生電容后，大大減小了共模干擾。如圖12～13所示。

圖12 利用耦合電感產生負電容

2.3 其他抑制技術

（1）改善PCB 布局。PCB 電路板的合理走線與布局設計也可以減小電磁干擾。可以通過增大線間距離來降低電容耦合與線間互感。實施靜電屏蔽，屏蔽層采用網格接地的方法可以有效降低輻射干擾。減小干擾源和敏感電路的環路面積，可以減小寄生電容，而利用功率器件固有的寄生電容在功率電路中構造動態電位平衡節點[34]，使得流過該節點對地的、大小相同方向相反的共模位移電流互相抵消，進而抑制流入源端的共模電流，但其使用范圍相對較小。因此進行進一步改進，如圖14所示[35]，與n2、n3、n4相連的電容為主電路與保護地之間的寄生電容，數值小，因此能夠造成的電壓變化率很小，所產生的共模干擾可以忽略不計，因此n2、n3、n4可認為是穩定的電壓節點。而n1所連的電容包括與散熱器相連的寄生電容Cm，其數值較大，在高頻工作下會產生很大的電壓變化率，因此n1是一個動態點。通過將電感與二極管連接在輸入負端，將動態點從n1轉變為n3，再利用PCB 布局，減小n3的回路面積便可減小寄生電容，進而達到減小共模干擾的作用。

圖14 Boost 電路與保護地間的寄生電容

圖15 穩定節點的Boost 電路電路

（2）提高控制回路的抗敏性。為了防止電平信號中的毛刺，利用軟件編程技術，可以通過多次采樣的數字濾波方法來濾除干擾信號，減少引起軟件的誤判斷及誤動作；開關元件的驅動脈沖信號增加負電平，提高驅動信號的抗干擾能力；驅動信號采用光纖傳輸技術，光纖適宜于遠距離傳輸，具有抗干擾能力強的特點。

（3）合理分布元器件。應盡量將相互關聯的元器件擺放在一起，以避免因器件離的太遠而造成印制線過長所帶來的干擾；將輸入信號和輸出信號盡量放置在引線端口附近，以避免因耦合路徑而產生的干擾；敏感電路或元件要遠離發熱源；主電路輸入線、輸出線、EMI 濾波器、控制信號線與高壓脈沖信號線分開走線；電纜不貼著金屬外殼和散熱器走線，最好使每個功率管用一個獨立的散熱片并保證一定距離等。

（4）形成有效接地。能夠連在一起的地應盡量連在一起，接地點盡量粗一點，還可以盡量加粗地線寬度，減少環路電阻。若地線很細或者接地點很小，接地電位則隨電流的變化而變化，使抗噪聲性能變壞。

（5）采用頻率抖動技術。利用擴散頻譜能量來降低諧波幅值。該方法相對于恒定開關頻率PWM控制方式而言的，其“抖動”是指PWM 發生器在脈寬調制的同時，開關頻率圍繞某個固定頻率變化。實質上是在總能量不變的前提下，將集中在諧波上的能量擴散到該頻率附近的一定帶寬內，從而得到較低的幅值，降低EMI噪聲。

3 發展與展望

DC/DC 變換器中最主要的干擾源就是內部的高頻開關管與二極管，研究人員從早期功率較低且只能實現部分開關管軟開關到后期控制簡單且基本上實現器件的地電壓電流應力與軟開關。在軟開關技術應用于電磁干擾抑制上，科研人員已經有了長足的發展。

（1）利用電路寄生參數實現軟開關。利用電路自身寄生參數作為諧振回路環節的設計較少，在設計軟開關電路時考慮的寄生參數大多為開關管的結電容、漏地電容，忽略了RLC 高頻等效電路中存在的寄生參數。隨著變換器趨于高頻化，這些寄生參數將能夠與主電路RLC在數量級上可比擬，勢必需要考慮這些寄生參數對電路工作的影響，同時如何保證不增加拓撲控制的復雜度，提高拓撲的性能，還有待未來學者進行研究。

（2）提高DC/DC 變換器抗擾度。目前，科研人員針對DC/DC 主電路拓撲結構、控制電路的調制方法，在電磁干擾抑制上做了大量的研究。最大限度地降低DC/DC變換器對外界產生的傳導干擾、輻射干擾。

實際上，外界甚至同一產品的不同單元都存在電磁干擾，可能對DC/DC 變換器的正常工作產生影響。較少文獻能夠討論變換器內部環節對外界電磁騷擾的敏感度；控制電路為弱電回路，容易受到變換器主電路強電的干擾，未來的科研人員可以探究如何保證控制電路可靠控制主回路。

4 結束語

由于電力電子元器件的廣泛使用，如何做好其自身的抗干擾實為研究相關領域的重點。而電磁兼容技術在以DC/DC 為典型的開關電源運用中具有較強的專業融合性。為此，本文從軟開關技術出發，首先從干擾源、變換器對外界的影響與外界對變換器的影響3 個角度闡述了DC/DC 變換器的電磁兼容性問題；其次，仔細介紹了軟開關技術的發展和總結了利用軟開關技術進行電磁干擾抑制的措施，同時也對其他電磁抑制措施進行簡單概述；最后，從考慮電路寄生參數與DC/DC 變換器抗擾度角度提出了未來展望。希望有關學者能夠了解應用于開關電源的電磁兼容技術，以實現更優質的電磁兼容設計。