單級單相無電解電容Buck-Boost逆變器

王立喬 陳建醫 程超然 曹立志

單級單相無電解電容Buck-Boost逆變器

王立喬 陳建醫 程超然 曹立志

（燕山大學電力電子節能與傳動控制河北省重點實驗室 秦皇島 066004）

該文給出一種無電解電容的單級單相Buck-Boost逆變器。該逆變器可以靈活地實現升降壓以適應寬輸入范圍的直流側電壓；僅用一個工作于正負半周的低值直流儲能電感而無需電解電容和大電感，開關器件和無源器件數目少，因而降低了成本和體積，提高了可靠性、使用壽命和功率密度；通過改變儲能電感電流方向實現極性反轉，控制方式十分簡潔，非常適用于中小功率光伏系統。該文詳述了Buck-Boost逆變器的工作原理、升降壓能力及調制策略，并在此基礎上，完成該逆變器升降壓、擾動以及并網控制的仿真和實驗，結果良好且與理論分析相契合。

電力電子 無電解電容 單級單相非隔離 Buck-Boost 光伏逆變器

0 引言

社會的飛速發展加劇了能源與環境、氣候的矛盾，發展高效可持續、綠色清潔的新能源儼然成為了新時代發展的重要方向[1-2]。而我國廣袤的地域決定了太陽光輻射產生的能量豐富，加之其利用時清潔無污染、運營成本低，因而太陽能應用前景極為廣闊[3]。在時代發展要求與“雙碳”目標提出的雙重驅動下，我國起步較早的光伏產業脫穎而出，在新時代能源轉換革命中被普遍看好[4]。

逆變器作為光伏系統的核心，其內部結構以及外部環境條件均對系統的可靠性有決定性影響。為避免不確定因素對光伏系統輸出造成波動，進而引發功率輸出不穩定[5]，當今比較主流的解決方式就是采用具備升降壓能力的逆變器，以靈活應對輸入電壓寬范圍的波動[6-8]。目前，具備升降壓能力的逆變器可分為隔離型和非隔離型。工頻隔離型逆變器噪聲大、體積十分笨重；高頻隔離型逆變器產生高頻噪聲、器件數目多、功率密度低、成本高；另外，隔離型逆變器具有噪聲、體積和成本等難以克服的固有劣勢[9-11]。非隔離型逆變器則可極大程度地解決上述問題，避免了隔離型變壓器造成的能量傳輸損耗，進而提高了功率密度。但常見的多級逆變器往往結構復雜，導致安裝繁瑣、器件多、質量大、成本高、效率低，并且中間級大多需要電解電容[12-14]，進一步降低了系統的使用壽命和可靠性。因此，具有升降壓能力的無電解電容單級非隔離逆變器才是較全面的滿足光伏發電系統要求的拓撲結構。

利用基本斬波電路構造逆變器拓撲結構，是一種通用的做法。Buck-Boost變換器僅需一個中間電感，無中間電容，是所有具備升降壓能力的基本斬波電路中最簡潔的，因此選擇以Buck-Boost電路為基礎的單級單相非隔離型逆變器。將基本斬波電路擴展為逆變器的方法分為兩種：雙變換器組合法、斬波器與橋式逆變器級聯法。采用這兩種方法，構造出了多種單相單級Buck-Boost逆變器。

雙變換器組合法，是將兩個Buck-Boost逆變器通過串并聯組合構成逆變器。文獻[15]給出了一種輸入并聯型Buck-Boost逆變器，只用了4個開關管，高頻工作時不存在橋臂直通，但該電路使用了兩個大電解電容使系統的可靠性和壽命降低。文獻[16]給出輸入串聯型Buck-Boost逆變器對濾波電容進行了合并，而輸入側仍需要兩個電解電容，其均壓控制也比較復雜。文獻[17]給出了一種差模Buck-Boost逆變器，其適用場合廣泛，諧波失真度在線性化方案下降低，但其器件復用率低，開關管使用較多。文獻[18]中單相非隔離Buck-Boost逆變器功率器件復用率很高，但開關器件偏多、成本高。

斬波器與橋式逆變器級聯法是將Buck-Boost變換器與H橋逆變器進行級聯并省去中間濾波電容，構成了單級單相逆變器，H橋逆變器的參與使此類逆變器控制方式靈活。文獻[19]所提拓撲僅使用了一個儲能電感，但利用了5個二極管保證電流單向流通，增加了系統損耗與造價。文獻[20]在拓撲前側增加耦合電感，電壓增益高、開關損耗小、工作不受干擾，但工作原理復雜、控制不便，電感器件使用較多造成了體積大、功率密度低。

在級聯式單級單相Buck-Boost逆變器的基礎上，將Buck-Boost變換器與H橋逆變器中的開關器件和無源器件進行混合復用，形成了集成式單級單相Buck-Boost逆變器。文獻[21]給出了一種單級雙電感Buck-Boost逆變器，利用倍流電感使之具備高電壓增益，可很好地滿足光伏系統需要，但使用器件總數多、系統冗雜，不符合小型化和輕量化的發展趨勢。文獻[22]中拓撲均采用較少的功率器件，但是使用了兩個儲能電感。文獻[23]提出的Buck- Boost集成式升壓逆變器使用了電解電容，且僅能升壓。文獻[24]給出的拓撲為雙電源電路，結構繁瑣、劣勢明顯。

通過以上對單級單相非隔離型Buck-Boost逆變器拓撲現狀分析，目前需要解決的問題包括：升降壓能力、電解電容、單電源輸入、拓撲器件數目、器件復用率以及拓撲和控制的整體簡潔性等，而已有的拓撲構造大多顧此失彼。本文取長補短，綜合兼顧，提出了一種無電解電容的單級單相Buck- Boost逆變器。該逆變器的拓撲既可滿足升降壓要求，也不需要電解電容，僅需一個低值電感作為儲能元件，功率器件及無源器件少，整體結構簡潔緊湊、質量輕，器件復用率高，工作模式以及控制方式簡單，非常適用于中小功率光伏發電系統。本文首先介紹該逆變器的拓撲結構和工作原理，然后推導其穩態電壓增益并分析其開關應力，最終給出仿真與實驗結果驗證理論分析的正確性。

1 單級單相無電解電容Buck-Boost逆變器的拓撲結構及工作原理

1.1 拓撲結構

本文所提出的無電解電容的單級單相Buck- Boost逆變器的拓撲結構如圖1所示，以可升降壓且結構最簡潔的Buck-Boost變換器為構造基礎，與可靈活控制的開關管前置組合并復用器件。該拓撲可以看成三個部分：由電源與開關管S1～S4組成的電源及極性反轉部分；由電感dc與開關管S5、S6組成的能量傳遞部分以及由CL濾波器與負載組成的交流側部分。該拓撲可以通過在直流電源兩側的開關管改變儲能電感dc上的電流方向，并且使用S5、S6兩個開關管配合dc向負載側釋放能量。

圖1 單級單相無電解電容Buck-Boost逆變器拓撲結構

該拓撲結構繼承了Buck-Boost電路的工作特性，既可升壓也可降壓，適用于直流側電壓寬范圍變化的光伏發電系統。電路包括6個IGBT開關管（S3和S4選用逆阻型IGBT，其他均為雙向IGBT），1個直流電感，1個CL濾波器，單直流輸入電源（光伏電池板），輸出側接入負載或并入電網。

表1給出了本文所提拓撲與引言所提拓撲中功率器件（開關管和二極管）以及無源元件（儲能電感和儲能電容）數目上的對比，濾波器部分不計。通過表1對單級單相非隔離Buck-Boost逆變器對比結果，可以明顯地看出，本文所提拓撲是無源器件數目最少，同時功率器件數目也不多的拓撲，整體結構簡潔、緊湊，盡可能地減小體積、質量以及成本，有利于提高系統運行的可靠性、使用壽命及功率密度。

表1 引言中拓撲與本文拓撲器件數目對比

1.2 電路運行模態分析

按中間電感電流斷續與否，該逆變器可工作于電流連續模式和電流斷續模式；共有六種工作模態（運行模態Ⅰ～Ⅵ）。設運行模態Ⅰ、Ⅱ、Ⅴ為正半周，Ⅲ、Ⅳ、Ⅵ為負半周，則正負半周工作模式均為Buck-Boost變換器運行模式，斷續運行模式的六種運行模態如圖2所示。

圖2 斷續運行模式的六種運行模態

（1）運行模態Ⅰ：如圖2a所示，功率開關管S1、S3開通，其他開關管關斷。電源in經開關S1和S3順時針向直流電感dc充電，該電感儲能，經過的電流id呈斜直線上升；濾波電容f經過濾波電感f為負載逆時針方向供電。

（2）運行模態Ⅱ：如圖2b所示，開關管S5開通，其他開關管關斷。電感dc中儲存的能量經過開關管S5、濾波電感f以及S6中反向并聯的二極管為負載逆時針方向供電，直流儲能電感釋放 能量。

（3）運行模態Ⅲ：如圖2c所示，功率開關管S2、S4開通，其他開關管關斷。電源經開關S2和S4逆時針向直流電感dc充電，該電感儲能；濾波電容f經過濾波電感f為負載順時針方向供電。

（4）運行模態Ⅳ：如圖2d所示，開關管S6開通，其他開關管關斷。電感dc中儲存的能量經過開關管S6、濾波電感f以及S5中反向并聯的二極管為負載順時針方向供電，直流儲能電感釋放 能量。

（5）運行模態Ⅴ：如圖2e所示，6個IGBT全部關斷。濾波電容f經過濾波電感f為負載逆時針方向供電。

（6）運行模態Ⅵ：如圖2f所示，6個IGBT全部斷開。濾波電容f經過濾波電感f為負載順時針方向供電。

圖2中，運行模態Ⅰ～Ⅳ為該逆變器工作在連續模式下的運行模態。斷續模式則為Ⅴ和Ⅵ兩個運行模態。6個功率開關通斷情況對應電感dc的充放電狀態見表2。

表2 電感Ldc充放電情況

注：“1”表示開通；“0”表示關斷。

至此，可以看出，本文所提拓撲在開關管的選型上比較合理，原因如下：以正半周工作模態Ⅰ為例，電源通過S1、S3開關管為直流電感dc充電，如果S4是具有反并聯二極管的雙向IGBT，由于S3在正半周一直開通，因此正半周一直存在S4-S3反并聯二極管-dc-S4逆時針回路，直流電感dc將無法完成充電釋能過程。雖然該過程中同樣有S2-dc-S1反并聯二極管-S2逆時針回路，但S2在正半周是高頻驅動下開斷的，因此該回路并非一直存在于正半周，直流電感dc是可以完成充電儲能釋能過程的。故前側H橋中帶有反并聯二極管的開關管必須以高頻驅動。因此，S1、S2也可以采用逆阻型IGBT，但是為了盡可能地降低成本，采用常規IGBT開關是考慮原理及成本后的最佳選型方式，且逆阻型IGBT無反向二極管損耗，雙向IGBT（S5和S6）中的反向二極管也得到了充分利用。

1.3 拓撲調制方式

在斷續模式下，中間電感取值可以取更小，有利于降低體積和成本，本文只分析斷續模式的工作情況。由于H橋前置在電源側，開關切換高頻驅動信號時疊流（造成短路）與死區（無放電回路）均不合適，故本逆變器采用簡單的單極性正弦脈寬調制（Sine Pulse Width Modulation, SPWM）技術，實際應用性好。SPWM原理下驅動示意圖如圖3所示，S3、S4、S5和S6工頻工作，S1和S2半高頻工作。

圖3 SPWM原理下驅動示意圖

2 逆變器升降壓能力分析

Buck-Boost變換器運行在斷續狀態時，輸出o與輸入in的比值為

式中，為逆變器工作時的開關周期；1為占空比，即高頻導通時間與的比；為負載電阻；dc為直流儲能電感。

根據式（2）可以得出，直流輸入和逆變器輸出之間的關系是由多種因素決定的，包括調制度1、直流儲能電感值dc、開關工作周期、阻值。而后三者是可以經過設計計算選取的，這樣根據式（2）就可以確定，輸出與輸入的比值與調制度1成正比，根據1的取值可以確定該Buck-Boost逆變器的升降壓情況，顯然在斷續模式下，該逆變器同時具備升壓和降壓能力的。根據相關計算，斷續模式下，電阻=50W，=0.000 05 s，直流電感dc=0.25 mH，將該參數代入可以得出升降壓情況見表3。

表3 升降壓情況

（a）增益與占空比、電感的關系

（b）增益與占空比、頻率的關系

圖4 電壓增益三維圖

Fig.4 Three dimensional diagram of voltage gain

3 開關管應力分析

由于S2、S4和S63個開關管的開斷動作與S1、S3和S53個開關管是正負半周對稱的，所以僅分析S2、S4、S6開關管應力即可，故不再對S1、S3、S5開關管做單獨分析。同樣地，以相同工況下，承受應力更大的斷續模式為例進行分析。

首先，由電路拓撲結構可知，逆變器中的開關管應力基本保留了Buck-Boost直流變換器的特性。對開關管電壓應力分析，只需要觀察開關管在整個工作周期中所承受的最大電壓即可。設o為輸出電壓（電網電壓）峰值，當逆變器工作在斷續模式，S2在其關斷且與輸入和輸出側均有通路時承受電壓最大，既承受直流電源電壓又承受交流輸出電壓，S4反向承受的輸出電壓峰值o最大，S6承受的最大電壓與S2一致，即in+o。

同樣地，分析開關管的電流應力，只需考慮整個工作周期中通過的最大電流即可。因對應開關管開通時與直流電感形成了串聯回路，所以通過開關管電流的最大值均為通過直流電感的電流峰值。在斷續模式下該逆變器功率器件承受的最大電流m為

式中，max為一個工頻周期內占空比最大值。

對各個功率開關管電壓應力以及電流應力的分析見表4。

表4 功率開關管應力

4 逆變器參數設計

4.1 全范圍工作在斷續模式電路參數設計

直流電感dc可表示為

式中，為斬波電路的占空比；為儲能電感電流的脈動參數；s為開關動作頻率。

若要逆變器工作在斷續模式，令=1，正常工況時負載電阻=50W，開關動作頻率s=20 kHz。占空比按照輸出電壓峰值和輸入電壓保持一致，即既不升壓也不降壓，令占空比=0.5。將以上各參數代入式（4），得到直流電感dc=0.31 mH，即在dc選取低于該值時，電路運行于斷續狀態，實際取值dc=0.25 mH。

4.2 濾波器設計

本文所提單級單相Buck-Boost逆變器屬于電流型逆變器，故采用CL濾波器，在純阻性負載與并網情況下均適用。作為二階濾波器，CL濾波器繼承了L、LC、LCL三種濾波器優勢的同時，避免了其劣勢，且參數結構易于設計，結構中的電感也可較好地抵御電網造成的電流沖擊。

濾波電容f和濾波電感f滿足的傳遞函數的表達式為

為盡可能地消除高頻諧波分量，保留輸出基波分量。轉折頻率1、開關頻率s以及基波頻率0的設計原則為

為盡量增大濾波電容以更好地將諧波濾除的同時，不會造成無功功率增加，令 =0.707，系統開關頻率s=20 kHz，轉折頻率1=2 kHz時，計算得濾波電容f=2.25 μF，根據型號選擇耐壓為630 V，容值為2.2 μF的聚丙烯（CBB）電容，計算濾波電感f=2.8 mH，實際選擇f=3 mH。

5 建模與調節器設計

5.1 數學模型建立

根據逆變器的拓撲結構可以得出，未經過濾波處理的電流h()到經過濾波處理的電流o()的傳遞函數恰恰就是式（5）所得出的CL濾波器傳遞函數，從而可以得到電流h()到輸出電壓o()的傳遞函數()為

由功率守恒定律可知，逆變器的輸入功率和輸出功率是一致的，進而可以得到直流儲能電感電流平均值為

式中，為一個開關周期內的平均占空比。

根據儲能電感充放電原理，可以得到經過CL濾波器濾波之前的輸出電流h的平均值為

本文主要針對逆變器系統運行在斷續模式時建模，即在傳統單極性SPWM控制下進行數學建模分析。假設在一個開關周期內儲能電感放電時間為2s，從而可以得到在(1+2)s時間段內電感電流的平均值為

根據一個開關周期內直流電感的充放電原理，容易得到h在該周期內的平均值為

在單極性SPWM策略下

式中，m為調制波；tri為三角載波幅值。

逆變器系統工作在斷續模式時有

將式（12）和式（13）代入式（11），經過化簡可得

因此，調制器輸入至CL濾波器輸入的傳遞函數為

聯立式（7）和式（15）可得到調制器輸入至逆變器輸出的傳遞函數為

式（16）傳遞函數的矯正前伯德圖如圖5所示。由幅頻特性可見，系統以-40 dB/dec的斜率穿越0 dB線。由相頻特性可見，系統的相位裕度僅為25.6 °，系統的穩定性較差，需要加入調節器進行 校正。

圖5 矯正前伯德圖

5.2 閉環調節器設計

為了實現對正弦信號的無靜差跟蹤，根據內模原理，若控制回路中包含與給定信號相同的環節，即可實現對給定信號的無靜差跟蹤。本文采用單電流閉環調節器，PR調節器傳遞函數為

式中，P、R分別為PR調節器的比例、諧振參數；0為基波角頻率。

在遠離基頻的頻域上，PR調節器與PI調節器傳遞函數相同，頻率特性基本相同。控制系統中影響動態性能的頻域段滿足遠離基頻段的條件，因此按照PI調節器設計方式。將零點設為轉折頻率點，令穿越頻率c=n/10，并在穿越頻率處，令傳遞函數的增益為1，可以得到

經計算可得PR調節器參數為：P=0.000 3，R= 3.7。

加入PR調節器矯正后系統的伯德圖如圖6所示，可見系統以-40 dB/dec的斜率穿越0 dB線，相位裕度為88.1 °，系統穩定性大大提高。穿越頻率c=333 rad/s，系統的快速性較好。并且在高頻段以-40 dB/dec的斜率衰減，因此系統抗高頻噪聲干擾的能力較強。

圖6 矯正后伯德圖

6 仿真分析

為驗證理論分析正確性以及拓撲運行性能，本節進行了相應的仿真分析，以下結果均直接從閉環系統開始，為保證仿真波形清晰，對電流進行了一定倍數的擴大，電路相關參數見表5。

6.1 升降壓能力仿真分析

閉環升降壓仿真結果如圖7所示，圖7a與圖7b輸出電壓幅值311 V，圖7a輸入電壓440 V，圖7b輸入電壓220 V，均跟隨給定，適應寬范圍輸入電壓，能夠實現正弦度良好的升降壓逆變。

表5 器件參數（仿真、實驗）

（a）降壓

（b）升壓

圖7 閉環仿真結果分析

Fig.7 Closed-loop simulation results and analysis

6.2 抵抗擾動能力仿真分析

滿載工況下，半載切換滿載以及滿載切換半載的仿真結果分別如圖8a和圖8c所示，滿載時電阻負載50W，半載時電阻負載100W。半載切滿載后輸出電流加倍，滿載切半載輸出電流減半，輸出電壓穩定跟隨311 V給定，基本沒有波動，切載過程平滑迅速，系統具備良好的抵抗負載擾動能力。

（a）半載切滿載

（b）切滿載后輸出FFT

（c）滿載切半載

（d）切半載后輸出FFT

圖8 負載擾動仿真結果

Fig.8 Load disturbance simulation results

對逆變器的輸入擾動仿真結果如圖9所示，圖9a和圖9c分別表示降壓工況以及升壓工況下的輸入擾動仿真。輸入擾動分別為250 V降至220 V以及220 V升至250 V，逆變輸出峰值分別為160 V和311 V，在輸入擾動后輸出波形無明顯波動，逆變輸出跟隨給定，效果良好，逆變器具備良好的抗輸入擾動性能。

（a）降壓輸入擾動

（b）降壓輸入擾動后輸出FFT

（c）升壓輸入擾動

（d）升壓輸入擾動后輸出FFT

圖9 輸入擾動仿真結果

Fig.9 Input disturbance simulation results

6.3 并網仿真分析

電網電壓并不是理想的正弦波輸出，為了在仿真中使得并網電壓更加契合實際情況，盡量模擬出較符合的效果，是在仿真的并網電壓中注入了總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）近10 %的諧波，由以下仿真中的并網波形可以看出，電網波形有較明顯的畸變。

圖10為對電路進行的并網仿真波形分析，直流輸入為220 V，升壓并網電壓幅值為311 V，降壓為160 V，并網電流為5 A。并網電流的THD滿足標準，仿真初步驗證該逆變器具備很好的并網運行能力。

（a）降壓并網波形

（b）降壓并網電流FFT

（c）升壓并網波形

（d）升壓并網電流FFT

圖10 并網仿真結果

Fig.10 Grid connected simulation results

6.4 器件應力仿真分析

仿真參數條件為輸入220 V直流電壓，輸出峰值311 V的交流電壓。圖11a為器件電壓應力波形。S2、S4、S6的開關管應力按第3節理論分析分別為531 V、311 V和531 V，與仿真結果基本相符合。留有一定裕度，S1、S2、S5和S6開關管應力按照600 V，S3和S4按350 V設計。圖11b為器件電流應力波形，與理論分析一致，6個開關管的電流應力均為40 A，作為開關管電流承受能力的選型依據。

（a）電壓應力

（b）電流應力

圖11 開關應力仿真結果

Fig.11 Switch stress simulation results

7 實驗驗證

實驗平臺如圖12所示。本實驗為基本原理型實驗，在結構設計和熱設計方面并未優化考慮，不是十分緊湊，實驗取值參數與仿真取值參數是相同的，下面不再贅述。

圖12 實驗平臺

7.1 升降壓能力實驗驗證

閉環實驗結果如圖13所示。圖13a和圖13b分別為逆變器工作在440 V→311 V降壓、220 V→311 V升壓逆變器下的實驗波形，經過諧波分析，其輸出電壓的THD均在5 %以內，實驗進一步驗證了逆變器具備良好的升降壓能力，閉環系統參數良好。

（a）降壓實驗波形

（b）升壓實驗波形

圖13 閉環實驗結果

Fig.13 Closed loop experimental results

7.2 抵抗擾動能力實驗驗證

負載擾動實驗結果如圖14所示。圖14a和圖14c分別為滿載情況下，和仿真分析相對應的半載切滿載以及滿載切半載的負載擾動實驗波形。由實驗結果可知，負載擾動前后輸出跟隨給定，THD滿足要求，進一步證明了該逆變器系統具備十分良好的抗負載擾動的能力。

（a）半載切滿載

（b）切滿載后輸出FFT

（c）滿載切半載

（d）切半載后輸出FFT

圖14 負載擾動實驗結果

Fig.14 Load disturbance experimental results

輸入擾動實驗結果如圖15所示。圖15a和圖15c分別為與仿真分析相對應的降壓輸入擾動和升壓輸入擾動實驗波形。由實驗結果，THD滿足要求，擾動前后的輸出波形正弦度良好，且擾動后沒有明顯波動，進一步驗證了該系統具備十分良好的抗輸入擾動的能力。

上述可編程電源做的輸入擾動是有一定斜率的，故在此加入了如圖16所示對輸出電壓給定階躍擾動的實驗波形。降壓時，輸入電壓為220 V，輸出峰值由200 V突變至160 V；升壓時，輸入電壓為220 V，輸出峰值由270 V突變至311 V，可以看出，輸入階躍擾動后波形能夠很快恢復穩定，擾動過后THD滿足要求，從側面證明了系統是可以抵抗階躍擾動的。

（a）降壓輸入擾動

（b）降壓輸入擾動后輸出FFT

（c）升壓輸入擾動

（d）升壓輸入擾動后輸出FFT

圖15 輸入擾動實驗結果

Fig.15 Input disturbance experimental results

（a）降壓給定擾動

（b）降壓給定擾動后輸出FFT

（c）升壓給定擾動

（d）升壓給定擾動后輸出FFT

圖16 輸出擾動實驗結果

Fig.16 Output given disturbance experimental results

7.3 并網實驗驗證

圖17列出了降壓及升壓并網實驗結果及THD分析，并網電流和電網電壓同頻同相，且諧波總含量均在5 %以內，滿足相關標準。實驗結果表明，該逆變器具備良好的升降壓并網能力，具備光伏系統應用條件。

由實驗波形的THD分析可以看出，存在一定偶數次諧波，其產生主要可歸結為三個方面：①控制中驅動為互補的，故存在一定不對稱，難以完全消除偶數次諧波；②檢測誤差；③實際電路并非理想的，故存在一定的偶次諧波。但在仿真及實驗波形的諧波中可以明顯看出，占主導部分的仍然是奇數次諧波，偶數次諧波含量低于2 %，是滿足相關標準的。故可通過相應閉環控制引入抵抗不平衡方案以及盡可能地提升設備精度，優化電路設計，來對其進行抑制。

（a）降壓并網波形

（b）降壓并網電流FFT

（c）升壓并網波形

（d）升壓并網電流FFT

圖17 并網實驗結果

Fig.17 Grid connected experimental results

8 結論

本文給出了一種無電解電容的單級單相Buck- Boost逆變器，該逆變器無電解電容的使用，可以靈活地實現均衡的升降壓，整體結構簡潔，使用的無源器件和功率器件少，利于降低系統的體積及造價，提升功率密度。

本文先后對該逆變器的工作原理、升降壓能力進行了分析，最后通過仿真以及實驗驗證了理論分析，具體可總結以下幾點：

1）本文所提逆變器拓撲整體結構簡潔，功率器件和無源器件使用少，僅一個直流電感工作于正負半周進行儲能與釋能，利用率高。開關管的選型兼項了拓撲工作原理和造價，普通IGBT的反向并聯二極管也得到充分利用，器件浪費率及損耗率降低。

2）該逆變器為單相單級非隔離型升降壓光伏逆變器，無需使用電解電容，相比于多級式和隔離型逆變器，其結構簡單，有利于系統效率提升，并可通過改變調制比大小靈活控制其實現均衡升降壓逆變，可很好地適應直流輸入寬范圍變化。

3）前置H橋結構下，利用簡潔的控制方式即可在采用低感值直流電感情況下使得逆變輸出正弦度良好，有利于控制體積和成本，相對提升功率密度，而巧妙的工頻開斷、高頻工作方式使得控制中無需高頻死區對輸出造成畸變影響，系統具備十分良好的抗擾能力。

[1] 王立喬, 李占一, 劉樂, 等. 一種無電解電容單級Buck-Boost逆變器[J]. 電工技術學報, 2019, 34(20): 4295-4305.

Wang Liqiao, Li Zhanyi, Liu Le, et al. A single-stage Buck-Boost inverter with non-electrolytic capacitor[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(20): 4295-4305.

[2] Nath U K, Sen Ruma. A comparative review on renewable energy application, difficulties and future prospect[C]//2021 Innovations in Energy Management and Renewable Resources(52042), Kolkata, India, 2021: 1-5.

[3] 喜琍. 太陽能發展前景與應用[J]. 科技風, 2021(21): 7-8.

Xi Li. Development prospect and application of solar energy[J]. Technology Wind, 2021(21): 7-8.

[4] 舟丹. 我國光伏產業發展歷程[J]. 中外能源, 2021, 26(11): 33.

Zhou Dan. Development course of photovoltaic industry in China[J]. Sino-Global Energy, 2021, 26(11): 33.

[5] 李程. 太陽能光伏發電并網技術的應用[J]. 產業科技創新, 2019, 1(27): 63-64.

Li Cheng. Application of grid connection technology of solar photovoltaic power generation[J]. Industrial Scientific and Technological Innovation, 2019, 1(27): 63-64.

[6] 王立喬, 韓胥靜, 李占一, 等. 一種新型飛跨電容型Zeta多電平逆變器[J]. 電工技術學報, 2022, 37(1): 254-265.

Wang Liqiao, Han Xujing, Li Zhanyi, et al. A novel flying-capacitor zeta multi-level inverter[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(1): 254-265.

[7] 陳思哲, 徐夢然, 范元亮, 等. 一種基于開關電容的九電平逆變器[J]. 電工技術學報, 2022, 37(4): 931-941.

Chen Sizhe, Xu Mengran, Fan Yuanliang, et al. A nine-level inverter based on switched-capacitor[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(4): 931-941.

[8] 王要強, 李娜, 趙朝陽, 等. 一種新型多電平逆變器及其模塊化分析[J]. 電工技術學報, 2022, 37(18): 4676-4687.

Wang Yaoqiang, Li Na, Zhao Zhaoyang, et al. A new type of multilevel inverter and its modular analysis[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(18): 4676-4687.

[9] 江加輝, 陳道煉, 佘敏. 準單級隔離Buck-Boost型多輸入逆變器[J]. 電工技術學報, 2018, 33(18): 4323-4334.

Jiang Jiahui, Chen Daolian, She Min. Quasi single- stage isolated Buck-Boost mode multi-input inver- ter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(18): 4323-4334.

[10] Saeidabadi S, Ashraf Gandomi A, Sabahi M. Two new transformer-based isolated seven-level inverters[C]// 2017 8th Power Electronics, Drive Systems & Tech- nologies Conference (PEDSTC), Mashhad, Iran, 2017: 195-200.

[11] Fang Xupeng, Wang Song, Wang Xiaoli. New high- frequency isolated quasi-Z-source inverter[C]//2020 Chinese Automation Congress (CAC), Shanghai, China, 2021: 85-89.

[12] 代云中, 張榮飛, 謝開汶, 等. 非隔離型級聯雙降壓并網逆變器及其漏電流抑制[J]. 高電壓技術, 2020, 46(7): 2434-2445.

Dai Yunzhong, Zhang Rongfei, Xie Kaiwen, et al. Analysis of non isolated cascaded dual-buck grid con- nected inverter and its leakage current suppression[J]. High Voltage Engineering, 2020, 46(7): 2434-2445.

[13] Zhu Yingfeng, Guo Shengnan, Chen Lingying, et al. A novel hybrid cascaded multilevel inverter[C]//2018 IEEE International Power Electronics and Application Conference and Exposition (PEAC), Shenzhen, China, 2018: 1-5.

[14] Singh G, Garg V K. THD analysis of cascaded H-bridge multi-level inverter[C]//2017 4th Inter- national Conference on Signal Processing, Computing and Control (ISPCC), Solan, India, 2018: 229-234.

[15] Cuk S, Middlebrook R D. Advances in switched-mode power conversion part Ⅰ[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 1983, 30(1): 10-19.

[16] 洪峰. 雙降壓式半橋逆變器及輸出并聯型組合變換器研究[D]. 南京: 南京航空航天大學, 2008.

[17] Correa A M P, Lazzarin T B, Barbi I. New topology for a single-phase Buck-Boost inverter[C]//2018 IEEE Applied Power Electronics Conference and Expo- sition (APEC), San Antonio, TX, 2018: 2550-2554.

[18] Nattymol Y J, Shanavas T N. Power quality analysis of single-phase transformer-less Buck-Boost inverter for compressor load[C]//2019 IEEE International Conference on Intelligent Techniques in Control, Optimization and Signal Processing (INCOS), Tamilnadu, India, 2020: 1-4.

[19] 任佳麗. 單相非隔離型Buck-Boost逆變器[D]. 秦皇島: 燕山大學, 2015.

[20] Sreekanth T, Lakshminarasamma N, Mishra M K. Coupled inductor-based single-stage high gain DC- AC Buck-Boost inverter[C]//in IET Power Electronics, 2016: 1590-1599.

[21] 高申昊, 陳超波. 單級雙電感Buck-Boost逆變器的研究[J]. 電子設計工程, 2017, 25(12): 109-114.

Gao Shenhao, Chen Chaobo. Research on single-stage double inductor Buck-Boost inverter[J]. Electronic Design Engineering, 2017, 25(12): 109-114.

[22] Melo F C, Garcia L S, Buiatti G M, et al. Novel transformeless single-stage 4-switches Buck-Boost inverter[C]//2013 Twenty-Eighth Annual IEEE AppliedPower Electronics Conference and Exposition (APEC), Long Beach, CA, USA, 2013: 2811-2816.

[23] 胡茂, 秦嶺, 陳瑞祥, 等. 基于單極倍頻SPWM調制的單相Buck-Boost集成式升壓逆變器研究[J]. 中國電機工程學報, 2017, 37(13): 3863-3873.

Hu Mao, Qin Ling, Chen Ruixiang, et al. Research on single-phase Buck-Boost integrated step-up inverter with monoploe frequency doubling SPWM modu- lation[J]. Proceedings of the CSEE, 2017, 37(13): 3863-3873.

[24] Najiya Nesrin A K, Sukanya M, Joseph K D. Switched dual input Buck-Boost inverter for continuous power operation with single stage con- version[C]//2020 International Conference on Power Electronics and Renewable Energy Applications (PEREA), Kannur, India, 2021: 1-6.

A Single-Stage Single-Phase Buck-Boost Inverter without Electrolytic Capacitor

（Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan University Qinhuangdao 066004 China）

The existing single-stage, single-phase non-isolated inverters need to solve the following problems: buck and boost voltage capability, electrolytic capacitors, single-supply inputs, the number of topology devices, device multiplexing rate, and the overall simplicity of topology and control, while most of the existing solutions can not take into account all problems.

This paper proposes a simple and compact inverter. Its topology can meet the requirements of the Buck-Boost voltage without electrolytic capacitors. It only needs a low-value inductor as an energy storage component, and fewer power and passive devices. The proposed inverter is lightweight, has a high device reuse rate, and has simple working and control modes, suitable for small and medium-power photovoltaic power generation systems. The circuit consists of 6 IGBT switches (S1～S6, S3, and S4with inverse resistance IGBT, the others are bidirectional IGBTs), 1 DC inductor, 1 AC filter capacitor, 1 AC filter inductor, and a single DC input power supply (photovoltaic panel). The output side is connected to the load or merged into the grid. After consulting a large number of domestic and foreign literature, it is found that the inverter proposed in this paper has superiority in structure.

This paper provides a theoretical analysis of the circuit. The circuit has six operating modes when the energy storage inductordccurrent is interrupted. The operating modes Ⅰ, Ⅱ, and Ⅴ are positive half-cycles, and Ⅲ, Ⅳ, and Ⅵ are negative half-cycles. Due to the special structure of the H-bridge front on the input power side, unipolar SPWM modulation is used, in which S3, S4, S5, and S6power frequencies work, and S1and S2semi-high frequencies work. In this paper, the inverter has a good Buck-Boost capability, and the voltage gain is related to the duty cycle, DC inductance, and switching frequency. The maximum voltage stress of switches S1, S2, S5, and S6isin+o, the maximum voltage stress of switches S3and S4iso, and the maximum current stress of all switches ism. The parameters of the energy storage inductor and the filter in the circuit are designed separately, the energy storage inductordc=0.25 mH, the filter capacitor is 2.2mF, and the filter inductor is 3 mH.

According to the theoretical, simulation, and experimental results, it can be concluded that the overall structure of the inverter proposed in this paper is simple, the power devices and passive devices are used less, and only one DC inductor works in positive and negative half weeks for energy storage and release, and the utilization rate is high. In the overall principle and cost of the switch selection, full use of the IGBT reverse diode reduces the device waste rate and loss rate. Compared with multi-stage and isolated inverters, the proposed inverter can improve efficiency, and is flexibly controlled by changing the modulation ratio to achieve a balanced Buck-Boost inverter, which can be well adapted to the wide range of DC input changes. Under the front-facing H-bridge structure, a simple control mode can make the inverter output sinusoidal degree good for low DC inductance, control volume, and cost while improving the power density. Clever power frequency breaking, high-frequency working mode makes the control not need a high-frequency dead zone to distort the output, which has excellent anti-disturbance ability.

Power electronics, non-electrolytic capacitor, single-stage single-phase non-isolated, Buck- Boost, photovoltaic inverter

TM464

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.221883

國家自然科學基金（51677162）和河北省自然科學基金（E2017203235）資助項目。

2022-10-07

2022-11-23

王立喬 男，1974年生，博士，教授，研究方向高頻功率變換、脈沖調制理論、大功率變流技術、可再生能源發電及分布式發電系統。E-mail: brent@ysu.edu.cn（通信作者）

陳建醫 男，1995年生，碩士，研究方向為中小容量電流型并網逆變器的輕量化。E-mail: 2982288707@qq.com

（編輯 陳 誠）