基于遺傳算法的多模塊IPOP雙有源全橋DC-DC變換器總電流有效值優化策略

江凌峰 龔鄰驍 金新宇 陳 捷 王 勇

基于遺傳算法的多模塊IPOP雙有源全橋DC-DC變換器總電流有效值優化策略

江凌峰 龔鄰驍 金新宇 陳 捷 王 勇

（上海交通大學電子信息與電氣工程學院 上海 200240）

單模塊雙有源全橋DC-DC變換器，可通過最優移相策略來保證電流有效值最優。然而，當多模塊并聯運行時，由于模塊間電氣量無法完全匹配一致，不同模塊間的電流有效值特性將有所差異，導致傳統的均功率控制無法做到總效率最優。基于此，該文提出一種基于遺傳算法的多模塊輸入并聯輸出并聯（IPOP）雙有源全橋DC-DC變換器總電流有效值優化策略。首先，該文結合遺傳算法對單模塊雙有源全橋變換器的電流有效值特性進行分析與優化，該算法集成了單、雙、三重移相控制的優勢，同時可自然實現三種移相策略的無縫過渡。其次，針對輸入輸出并聯的多模塊變換器系統，提出一種基于離線計算在線查表，總電感電流有效值最優的控制策略。不同于傳統的均功率控制方法，該策略可根據模塊間輔助電感的差異化對總功率進行優化分配，以實現系統的總電感電流有效值最優。最后，搭建一臺基于碳化硅器件的8 kW/100 kHz三模塊并聯樣機對優化控制策略進行驗證，實驗表明，基于優化控制策略，樣機峰值效率可達98.8 %，與傳統均功率控制策略進行對比，在降壓和升壓工況下，平均效率分別提升了1.2 %和0.84 %，驗證了該文所提控制策略的有效性。

雙有源全橋變換器 輸入并聯輸出并聯 遺傳算法 功率分配 電感電流有效值

0 引言

近年來，隨著化石能源的消耗，以及環境問題的日益突出，新能源發電、電動汽車、儲能技術已經成為電力行業的研究重點[1-2]。其中，DC-DC變換器作為電力電子系統中的重要組成部分，是充電樁、儲能系統、直流微電網中的關鍵部件[3-4]。

目前，已經有多種DC-DC變換器拓撲被提出，雙有源全橋（Dual Active Bridge, DAB）變換器是DC-DC變換器的熱門研究拓撲之一，其集成了輸入輸出端電氣隔離、高電壓增益、較寬負載范圍內實現全體開關器件零電壓開通（Zero Voltage Switching, ZVS）等優點[5]。通過控制各個開關橋臂之間的移相，即可實現能量的雙向流動。

移相控制是DAB變換器常用的控制方法。目前，已有多個單模塊DAB移相控制方法被提出，包括單重移相（Single Phase Shift, SPS）控制[6]、雙重移相（Double Phase Shift, DPS）控制[7]、擴展移相（Extended Phase Shift, EPS）控制[8]和三重移相（Triple Phase Shift, TPS）控制[9]。TPS控制有三個控制自由度，SPS、DPS和EPS控制都是TPS控制的特殊形式，TPS控制已廣泛應用于DAB的控制中。TPS控制通過控制三個移相，能讓DAB變換器在同一輸出功率下實現不同的軟開關、電流應力和電感電流有效值特性。文獻[5]提出了一種利用TPS控制擴大零電壓開通范圍的方法。文獻[10]基于TPS控制，優化了變換器的電流應力。文獻[11]利用TPS控制對變換器的電感電流有效值進行優化。以上的優化目標中，電感電流有效值與開關器件的導通損耗、輔助電感銅損、變壓器銅損都有重要關系，因此，電感電流有效值是影響單模塊DAB變換器效率的重要指標?，F有的對單模塊DAB的優化方法大多需要復雜的數學分析，在DAB變換器需要在不同工作模態之間進行切換時或是面對多約束多目標優化問題時，較難分析出結果。多個模塊協同控制的場景，傳統的數學分析方法也會變得更加復雜。

在大功率充電樁、儲能系統等對DC-DC變換器的功率和耐壓指標要求較高的應用場景中，受制于開關器件、繼電器、接插件等硬件設備的載流能力，單變換器模塊無法實現指定功率輸出。對于DAB變換器，其輸入輸出端口均為電壓源特性，多模塊運行時也可保證單模塊功率解耦運行，因此，大功率運行場景中DAB變換器也得到了廣泛運用。針對多模塊連接方式，可分為輸入并聯輸出并聯（Input Parallel and Output Parallel, IPOP）、輸入串聯輸出并聯（Input Series and Output Parallel, ISOP）、輸入并聯輸出串聯（Input Parallel and Output Series, IPOS）、輸入串聯輸出串聯（Input Series and Output Series, ISOS）等方式[12]。

對變換器進行模塊化組合可有效提高系統整體的耐壓水平、額定功率。理想情況下，各個獨立模塊均是按同一標準進行生產，但由于生產工藝，以及產品的不斷更新換代等原因，各個模塊的參數，如輔助電感、變壓器電壓比、開關器件的內阻、濾波電壓等參數均有差異。這些差異將會導致變換器實際工作時模塊間電壓分配不均、各模塊輸出功率不均衡等問題，大大增加獨立模塊的故障概率。近年來，多種多模塊DAB變換器的控制方法被提出，文獻[13]提出了一種增加均流環作為反饋的三環均流控制方法。文獻[14]提出了一種根據采樣信息和PI反饋對下一周期的移相角進行補償的控制方法，實現各個模塊的功率均衡。以上控制策略的核心思想均是讓各個模塊均分變換器的總功率并實現各個模塊的輸入輸出電壓相等，消除獨立模塊參數差異帶來的功率、電壓不均衡等問題。

然而，由于模塊間的參數差異，尤其是電感參數的差異，根據DAB變換器的運行特性，讓每一個獨立模塊均分總功率，并不一定能使整個變換器系統效率以及各項指標達到最優。該差異導致的效率降低在重載工況會尤為明顯。

現有的DAB效率優化算法大多只針對單個模塊，一般基于某個優化目標，從時域[11]、頻域[15]角度獲得控制量的顯性表達式數值解。然而，考慮到并聯運行時，若采用三重移相控制，將會產生3個控制變量，根據實時工況求解3個最優值將會給芯片帶來極大的運算量。人工智能技術的發展為解決這一問題提供了新的思路，目前粒子群優化（Particle Swarm Optimization, PSO）算法和遺傳算法（Genetic Algorithm, GA）已被用于DAB變換器的優化控制中[16-18]，文獻[16, 18]分別利用粒子群優化算法對DAB的移相角進行計算，對電感電流有效值和電流應力進行優化。GA相比于PSO，不容易掉入局部最優解中，文獻[17]利用GA對單模塊DAB的零電壓開關范圍和電流應力進行優化。以上的人工智能算法能夠避免繁雜的分段化公式計算，一次運行便可得到全域最優解。同時，由于DAB功率模塊在制作完成后，其硬件參數為一定值，使用智能算法計算得到所有運行工況的最優移相角，再通過查表的方式嵌入控制器中，可有效地減少實時計算類的控制算法帶來的額外運算量，提升系統計算速度。

針對上述提到的單模塊DAB變換器以及多模塊DAB變換器系統效率優化的關鍵問題，本文基于GA以IPOP模塊化連接的雙有源全橋變換器為基本拓撲展開研究。對于獨立模塊，本文基于三重移相控制，采用GA對其電感電流有效值進行優化，保證獨立模塊的電感電流有效值最優。同時對于整個系統，本文提出了一種考慮模塊間電感差異因素，保證總輸出功率一定的情況下，實現多模塊功率差異化分配的控制策略。本文研究如何根據各個獨立模塊的等效電感參數差異來對總功率進行分配，從而實現變換器系統總輸出功率一定的情況下，總電感電流有效值最小。

綜上所述，本文首先分析DAB變換器三重移相控制下的工作模式，利用GA計算建立單模塊電感電流有效值優化模型。其次基于單模塊的電感電流有效值優化模型，以變換器系統總電感電流有效值最小為優化目標，利用GA和多項式擬合相結合的方法，構建了一種多模塊功率分配控制策略，并實現了IPOP多模塊DAB變換器總電感電流有效值最小。然后搭建了多模塊IPOP運行樣機，對控制策略進行了驗證，并與其他控制策略進行了對比分析。最后對本文的理論以及實驗分析進行總結，并提出結論。

1 單模塊DAB變換器電流有效值最優化分析

在分析多個模塊并聯的整體特性之前，先對單個模塊的控制進行分析。以第個模塊為例，DAB單模塊拓撲結構如圖1所示。

圖1中，in為模塊輸入電壓，out為模塊輸出電壓，1i為第個模塊的輸入支撐電容，2i為第個模塊的輸出支撐電容，L為折算到一次側的輔助電感和變壓器漏感之和，后文提到的輔助電感，均是指輔助電感與變壓器漏感之和，i為流過第個模塊的電感電流，S（=1～8）為開關管，h1為一次側兩橋臂中點間的電壓，h2為變壓器折算到一次側的電壓，每個模塊變壓器的一次側與二次側的變壓器匝數比均為。定義輸出電壓增益=out/in。

圖1 DAB單模塊拓撲結構

1.1 單模塊三重移相控制

三重移相控制是通過控制DAB各個橋臂開關管之間的移相角來對功率傳輸進行控制，為了分析方便，圖2給出了三重移相控制波形。

圖2 三重移相控制波形

圖2中，1為開關管S1與S4之間的移相比，0為S1和S5之間的移相比，2為開關管S5和S8之間的移相比，為半個開關周期，=1/(2s)，s為變換器的開關頻率。

圖3 DAB典型工作模式波形

1.2 基于GA的單模塊電流有效值優化

由于在TPS控制中，實現指定功率輸出具有無窮多個移相角組合，因此需要結合算法找到使得電感電流有效值最小的最優組合。根據1.1節中電感電流有效值和輸出功率模型，可以通過拉格朗日乘法等最優化數學方法求解最優移相角[11]。但由于在時域視角下，DAB的常用的工作模式分為四種，每種模式具備不同的工作運行特性，最后得到的是分段化的數值解。

以上數學分析方法雖然可以在一定約束條件下求得三重移相控制下的以電感電流有效值為最優化目標的移相組合，但分析計算過程較為繁瑣和復雜，在遇到多變量和非線性的約束時（如DAB中需要兼顧多種模式切換、軟開關問題的約束）可能無法求出數值解。利用智能優化算法，可以通過多次迭代計算、利用適應度函數評價來簡化優化過程，約束條件的改變可以加入罰函數來進行調整。GA是一個將最優化問題模擬成自然選擇的過程，根據適應度函數，對最優化結果進行搜索，相比于PSO算法等其他智能算法，通過調整GA的初始參數，可以有效避開局部最優化結果。下面將對GA在單模塊的三重移相控制中的優化進行分析。

表1 TPS控制不同工作模式下輸出功率和電感電流有效值二次方公式

DAB變換器中的電感電流有效值優化可視為傳統的優化模型問題，其優化目標函數及其約束條件為

由表1中的公式可知，單模塊電感電流有效值優化涉及5個自由變量，且不同工作模式下的電感電流有效值計算公式也不相同，優化的計算量大、分析復雜。下面將用GA進行優化計算。

GA的具體流程包括編碼、解碼、遺傳運算、適應度計算、評價等，初始化參數見表2。

表2 單模塊優化GA初始參數

GA的計算流程如下所示：

（1）對GA參數進行初始化，獲取種群內各個個體的初始參數0和1。

（2）根據式（5）計算各個個體該功率和電壓增益下不同工作模式時的2。

（3）根據表1中的公式計算各個不同工作模式下的電感電流有效值，并判斷最優工作模式。

（4）根據式（3）計算種群適應度，并計算個體被復制的概率。

（5）對個體移相組合參數進行編碼，根據設定的參數對種群進行復制、交配、基因變異操作，操作過后進行解碼，得到新種群的0和1。

（6）用本輪迭代的適應度與最優適應度比較，取較優結果更新最優適應度和最優解。

（7）判斷迭代次數是否超出設定值，若超出則結束運算，否則回到步驟（3）。

以升降壓增益=1.25和=0.8為例，GA的移相角隨功率的變化如圖4所示。從圖中可以看出，三個移相角隨著功率的變化都能平滑地變化。

圖5展示了升壓和降壓工況下，不同控制方式電感電流有效值隨功率變化的關系曲線?？梢钥闯觯疚奶岢龅幕谶z傳算法的優化控制策略（Genetic Algorithm Optimal Strategy, GAOS）相比于SPS[6]、EPS[8]，在電壓增益和功率標幺值相同的情況下電感電流有效值都是最小的。隨著負載的增加，GAOS的優化移相角逐漸與EPS和SPS相同，在重載工況下三種控制策略的電感電流有效值趨于相等，而在輕載的情況下，GAOS控制策略的優勢非常明顯。GAOS與通過拉格朗日乘法優化的理論最優TPS[11]幾乎重疊，可以認為通過GA可達到通過數學最優化分析相似的效果。

（a）=1.25

（b）=0.8

圖4 遺傳算法優化移相比結果

Fig.4 Results of optimal phase shift based on genetic algorithm

圖5 不同控制策略單模塊電感電流有效值對比

Fig.5 Comparison of auxiliary inductor RMS current of single module in different control strategies

圖6給出了單模塊運行的優化控制框圖。圖中，mode表示模塊的運行模式。首先，在系統運行前，需要將GA的計算結果存儲在單片機中。針對系統功率控制，單個模塊的參考功率獨立于其他模塊，通過檢測該模塊實際輸出功率，與給定功率做差，經過PI控制器后得出該模塊的移相比0，根據PI參數、給定功率以及對輸入輸出電壓采樣計算后的電壓增益對1進行在線查表，得到1和0后根據式（5）計算出2，得出優化移相組合。

圖6 單模塊優化策略控制框圖

2 多模塊DAB變換器總電流有效值優化

2.1 IPOP雙有源全橋變換器與傳統均功率控制策略

IPOP連接方式的DAB變換器無需進行均壓控制，僅結合DAB本身的電流源特性進行輸出電流控制即可實現模塊均功率運行，因此該連接方式在中低壓大功率直流充電場合得到了廣泛應用[12]。多模塊IPOP的雙有源全橋拓撲如圖7所示。圖7中，為并聯模塊的總數。

變換器的總輸出功率total為

總電流有效值rms為

圖7 多模塊IPOP雙有源全橋拓撲

式中，rmsi為第個模塊的電感電流有效值。

傳統的多模塊DAB變換器系統中，為保證各模塊的安全與穩定運行，模塊間一般采用平均輸出電流[19]和平均功率[20]的控制方式。傳統均功率控制策略的基本框圖如圖8所示，即讓每一個模塊的參考輸出功率為系統總參考功率的1/，模塊內采用優化移相策略進行優化。

圖8 傳統均功率控制策略框圖

均功率控制策略的目標是讓每一個獨立模塊輸出相同的功率，同時承擔相同的損耗。然而，在電感參數不匹配的多DAB模塊中采用均功率控制會導致部分模塊的電感電流有效值過大，進而相應地增大導通損耗。雖然其他模塊相應的電感電流有效值較低，但變換器的總導通損耗并非最優值，將會導致變換器的總效率無法達到最優。

2.2 多模塊功率分配差異化控制策略

考慮到儲能電感與變換器電流有效值特性密切相關，而電流有效值特性關乎整個系統運行效率，本節提出一種根據系統中各模塊輔助電感差異而進行功率差異化分配的控制策略，該策略以變換器總電流有效值最小為目標，保證實現指定總功率的情況下，根據每個并聯模塊的輔助電感的大小來合理分配參考功率，實現總電流有效值最優。

模塊間的輔助電感的誤差通過誤差比進行表示，第個模塊輔助電感的誤差比k可以表示為

為了分析方便，需要對參數進行標幺化，功率和電流的基值取為base=12/(8sbase)和base=2/(8sbase)。定義模塊的輸出功率標幺值和電感電流有效值標幺值分別為

首先需要分析模塊間輔助電感之間的差異對電感電流有效值的影響?；诘?節的單模塊TPS優化控制算法，以及表1中電感電流有效值公式，計算并做出電感差異比分別為1=0.8，2=1.0，3=1.2的電感電流有效值隨功率變化的曲線，為了方便對比分析，電感電流有效值以及輸出功率的標幺值均以=1.0的情況作為基值。

不同電感差異比下電感電流有效值對比如圖9所示。從圖9可以看出，無論DAB工作在升壓還是降壓模式中，輕載時相同輸出功率情況下電感誤差比小的模塊電感電流有效值最大，而電感誤差比大的模塊電感電流有效值最小。相同功率下負載較重時，電感誤差比大的模塊電感電流有效值最大，并且差異更加明顯?；谝陨弦幝?，在多模塊并聯的DAB變換器中，可以在總負載功率較輕時，讓電感誤差比大的模塊分擔更多的負載，在總負載功率較重時，讓電感誤差比小的模塊帶更多的負載。在輸出功率一定的情況下，各個模塊需要分配多少功率，從而使變換器的總電流有效值最小，需要進行優化分析，下面將分析GA的優化過程。

首先，需要測量獨立模塊的輔助電感的真實值，計算出獨立模塊的電感誤差比，然后根據各個模塊的輔助電感的誤差比，利用GA，計算各個模塊最佳功率分配比。定義模塊功率分配比m表示為

圖9 不同電感差異比下電感電流有效值對比

由于每個模塊的輸出功率相加需要等于總功率，則需要滿足

同時，每一個模塊自身有功率上限，獨立模塊分配到的功率不能高于其功率上限，第個模塊功率上限的表達式為

獨立模塊根據分配到的功率，結合第2節所述的三重移相控制方法進行電感電流有效值最優化，從而可并行實現變換器的總有效值優化以及獨立模塊內部有效值優化。

多模塊IPOP總有效值優化的數學模型表示為

式中，rms_opt_i為模塊分配到相應的功率后結合GAOS得到的電感電流有效值。多模塊GA的初始參數見表3，多模塊的總電流有效值優化的GA運算流程與第2節所述的單模塊TPS優化的GA運算流程相似，區別在于種群個體為每個模塊的功率分配比，適應度函數為總電感電流有效值二次方。

表3 總電感電流有效值優化GA初始參數

以三模塊DAB并聯的變換器優化為例，假設三個模塊的電感誤差比分別為1=0.8，2=1.0，3= 1.2。圖10為電壓增益為=1.5時，多個功率點的迭代過程示意圖，可以看到，250步的迭代步數可以使得適應度優化達到飽和。利用GA計算得出的模塊1和模塊3的功率占比如圖11所示。

圖10 M=1.5各輸出功率迭代過程適應度變化

（a）1=0.8三維圖

（b）3=1.2三維圖

（c）1=0.8俯視圖

（d）3=1.2俯視圖

圖11 功率分配比在多種增益及功率下的變化三維圖像

Fig.11 3D graph of power distribution ratio in full power range and voltage gain

模塊2分配的功率占比就是總功率減去模塊1和模塊3所分配的功率，三維圖中軸代表電壓增益，軸代表總功率標幺值，總功率標幺值定義為

從三維圖可以看出，各個模塊在各種電壓增益下的功率分配比均是平滑變化的，沒有出現參數突變的情況。

圖12為三個模塊在各個電壓增益下的功率分配比對比?？梢钥闯觯诟鱾€電壓增益下，通過優化算法得到的三個模塊的功率分配隨著總功率的變化趨勢相似，均是在負載較輕的時候，模塊3負載比最大，而模塊1的負載比最小，負載較重時，模塊1的負載比最大，模塊3的負載比最小。也就是說，在變換器總輸出功率較小的時候，應該讓輔助電感較大的模塊帶更大的負載，讓輔助電感較小的模塊帶更小的負載，而總輸出功率較大時，應該讓輔助電感更小的模塊帶更多的負載，從而實現總電感電流有效值最小。

（a）=0.5

（b）=0.8

（c）=1.25

（d）=1.5

圖12 功率分配比在不同增益及功率下的變化對比

Fig.12 The change of power distribution in different power range and voltage gain

對于多模塊DAB變換器的功率分配優化控制，也采用離線計算在線查表的方法，為了減小數字電源中央控制芯片的存儲負擔，這里使用結合公式擬合的查表控制方法。根據圖11中模塊1和模塊3在各個電壓增益情況下的功率占比隨總功率標幺值變化的趨勢，對數據采用多項式擬合的方法，利用2作為擬合優度的判定條件。擬合和2的具體結果見表4。

表4 擬合結果

從表4中可以看出，在升壓和降壓工況下，四次多項式的擬合公式與實際數據的2均大于0.99，可以認為模塊1和模塊3的功率占比隨總功率的變化呈四次方函數關系。四次方函數的系數與增益有關，即滿足

將上述分析方法擴展到多個模塊。對于多個DAB模塊并聯的DC-DC變換器，通過GA優化得出各電壓增益下各個模塊隨總功率變化的功率分配比。選出所有模塊中電感值處于中間的模塊，設該模塊為模塊。對電感誤差比大于和小于模塊的模塊，用多項式對功率分配比與總功率標幺值之間的關系進行擬合，擬合后單模塊得到的系數在不同增益下不同。將這些系數存儲在數字電源的單片機中，控制中根據電壓比來對這些系數進行查表，代入到這些公式，再計算出相應的功率分配比。則對于模塊1, 2,…,-1，其功率分配比為

模塊的功率分配比為

為了減小單片機的計算量，擬合多項式的最高次數應取讓擬合優度2＞0.99的最小值，隨著并聯模塊的增加逐漸增加。

根據以上的分析，下面提出一種IPOP多模塊DAB變換器的控制方法，基本控制框圖如圖13所示。該控制方法的流程如下：

圖13 多模塊功率分配優化控制策略框圖

（1）將擬合多項式各次系數根據電壓增益儲存在單模塊的單片機中。

（2）采集輸出電壓和輸入電壓，計算電壓增益。

（3）模塊1, 2, 3,…,-1根據電壓增益，通過式（18）計算功率分配比。模塊根據式（19）計算功率分配比。

（4）各模塊根據功率分配比得到本模塊的功率參考值，根據第2節所述的單模塊優化控制方法進行控制。

3 實驗分析

為了驗證本文提出的IPOP多模塊DAB總電流有效值優化控制策略，設計搭建了3模塊并聯的DAB實驗平臺，每個獨立模塊均采用STM32G474作為中央控制芯片，模塊間采用CAN通信。多模塊雙有源全橋實驗樣機如圖14所示。樣機的參數見表5。

圖14 多模塊雙有源全橋實驗樣機

表5 樣機參數

為了對比本文的各模塊功率差異控制方法的優化效果，需將本文提出的控制策略與其他控制策略進行對比分析。對比的控制為文獻[20]提出的功率均衡控制策略。實驗主要包括三個部分：第一部分為不同電壓增益和負載下對本文所提的控制策略的驗證；第二部分為本文所提的優化控制策略與功率均衡控制策略的總電流有效值和效率特性進行對比；第三部分為優化控制算法的動態性能驗證實驗。

3.1 多模塊優化控制策略穩態運行實驗

升壓工況下設置輸入電壓為100 V，輸出電壓為150 V，總輸出功率分別在低功率點（381 W），中功率點（1 127 W），高功率點（2 702 W）下各模塊的實驗波形如圖15所示。根據波形，三種負載條件下，各個模塊的三個移相角均不相同，承擔的功率也不相同。優化控制策略根據各個模塊的輔助電感的差異將總輸出功率分配給各個模塊，樣機中各個模塊輸入輸出電壓相等，但輸出功率不同，在功率較小的時候，模塊1的輸出功率最小，模塊3的輸出功率最大；總輸出功率較大時，模塊3的輸出功率最小，模塊1的輸出功率最大。

圖15 Vin=100 V, Vout=150 V時，不同總輸出功率下的實驗波形

圖16為輸入電壓100 V，輸出電壓80 V，三個模塊分別在總輸出功率為低功率點（207 W），中功率點（803 W），高功率點（1 404 W）下的實驗波形。由圖16可得，在降壓模式下，各個模塊也是根據輔助電感的差異來對總輸出功率進行差異化分配，在相同總輸出功率的情況下，不同模塊的移相角不同，所承擔的輸出功率也不同。在總輸出功率較大時模塊1在所有模塊中承擔最多功率，而在輕載的情況下，模塊3承擔最多的功率。

圖16 Vin=100 V, Vout=80 V時，不同總輸出功率下的實驗波形

3.2 系統電感電流有效值及效率對比實驗

圖17展示了本文提出的優化方法相比于均功率控制的優化方法的系統總有效值對比曲線，從圖17中可以看出，無論工作在升壓模式還是降壓模式，本文提出的優化算法均能使系統的總電感電流有效值小于功率算法，并且隨著總功率的提升，總電感電流有效值的差異性增大。

（a）in=100 V,out=80 V

（b）in=100 V,out=150 V

圖17 總電流有效值對比

Fig.17 Comparison of the root-mean-square total current

圖18為本文提出的優化算法和均功率算法之間的效率對比，由于優化算法有效降低系統的總電感電流有效值，從而降低了系統的總導通損耗，使得系統的總效率得以提高。對于系統的整體效率，降壓工況下,平均效率提升大約1.2 %；升壓工況下，平均效率大約提升0.84 %，而優化算法的峰值效率最高能達98.8 %。

（a）in=100 V,out=80 V

（b）in=100 V,out=150 V

圖18 本算法與均功率算法在升降壓工況下的效率對比

Fig.18 Efficiency comparsion between the proposed control strategy and power balance strategy in buck-boost mode

從實驗的分析結果可以看出，本文提出的控制策略，無論對于升壓工況還是降壓工況，均是在總輸出功率較輕時，讓等效電感較大的模塊承擔更多的功率，在總輸出功率較重時，讓等效電感更小的模塊承擔更多的功率，從而實現在IPOP的多模塊DAB變換器總輸出功率一定的情況下，總電流有效值最小，進而使得系統的總效率上升。

3.3 系統動態性能實驗

變換器系統在工作過程中，會出現總輸出參考功率突變的情況，各個獨立模塊需要迅速調整到差異化分配的功率，變換器系統的總輸出功率才能實現快速響應。為驗證優化算法的動態性能，進行了系統參考功率突變的動態性能測試。

圖19a為輸入電壓100 V，輸出電壓150 V時總輸出參考功率從700 W到3 000 W來回切換的實驗波形。圖19b為輸入電壓100 V，輸出電壓80 V時總輸出參考功率從450 W到1 400 W來回切換的實驗波形。圖中，oi為模塊的輸出電流。

圖19 總參考功率突變時三模塊電流波形

從波形可以看出，當輸出總參考功率發生變化時，各個模塊能迅速調整到本模塊所分配到的功率，調整時間約為2 ms。

4 結論

本文針對多模塊IPOP的雙有源全橋變換器系統，分析了每個模塊的電感電流有效值與移相角的關系，通過GA，先對單個模塊一定功率下的電感電流進行優化，并且從模塊間的電感參數差異出發，提出了一種系統總功率一定的情況下讓不同參數的模塊分別承擔不同功率的控制策略。并搭建了以STM32G474作為主控芯片的三模塊并聯的樣機對控制方法進行驗證，理論分析與實驗表明：

1）本控制策略在總輸出功率一定的情況下，讓不同模塊承擔不同的功率能滿足總輸出功率要求，并且系統能夠穩定運行。

2）對于單個模塊，本優化策略能有效降低模塊內電感電流有效值，優化效果在輕載到中載時相比于傳統控制策略較為明顯，并且數學分析的復雜性得以降低。

3）對于整個變換器系統，功率差異控制策略相比于傳統的多模塊均功率控制策略，無論是在升壓還是降壓的工況下，均能有效降低IPOP系統總電感電流有效值，并且隨著輸出功率的增加，相比于均功率控制策略的電感電流有效值減小的更多。功率差異控制算法使得整個系統的效率得以提高，峰值效率可達98.8 %，降壓工況下，平均效率提升約1.2 %，升壓工況下，平均效率提升約0.84 %。

[1] 李厚基, 劉明, 楊煜志, 等. 基于E類逆變電路的寬負載范圍軟開關無線充電補償網絡研究[J]. 中國電機工程學報, 2022, 42(20): 7375-7387.

Li Houji, Liu Ming, Yang Yuzhi, et al. Research on wide load range soft switching wireless charging compensation network based on class E inverter circuit[J]. Proceedings of the CSEE, 2022, 42(20): 7375-7387.

[2] 黃珺, 付亞楠, 呂曉飛, 等. 基于無功優化的三端口雙向DC-DC變換器控制策略[J]. 電工技術學報, 2022, 37(8): 2086-2096.

Huang Jun, Fu Yanan, Lü Xiaofei, et al. Control strategy of three-port bidirectional DC-DC converter based on reactive power optimization[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(8): 2086- 2096.

[3] 何紹民, 楊歡, 王海兵, 等. 電動汽車功率控制單元軟件數字化設計研究綜述及展望[J]. 電工技術學報, 2021, 36(24): 5101-5114.

He Shaomin, Yang Huan, Wang Haibing, et al. Review and prospect of software digital design for electric vehicle power control unit[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(24): 5101- 5114.

[4] 王議鋒, 陳晨, 陳博, 等. 一種基于串聯輸入并聯輸出型LLC的噪聲抑制磁集成方法[J]. 電工技術學報, 2022, 37(9): 2319-2328.

Wang Yifeng, Chen Chen, Chen Bo, et al. A magnetic integrated method for noise suppression based on input series output parallel LLC[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(9): 2319- 2328.

[5] Gong Linxiao, Jin Xinyu, Xu Junzhong et al. A dynamic ZVS-guaranteed and seamless-mode- transi- tion modulation scheme for the DAB converter that maximizes the ZVS range and lowers the inductor RMS current[J]. IEEE Transactions on Power Elec- tronics, 2022, 37(11): 13119-13134.

[6] De Doncker R W, Divan D M, Kheraluwala M H. A three-phase soft-switched high power density DC/DC converter for high power applications[C]//IEEE Indu- stry Applications Society Annual Meeting, Pittsburgh, PA, 2002, 1: 796-805.

[7] Bai Hua, Mi C. Eliminate reactive power and increase system efficiency of isolated bidirectional dual- active-bridge DC-DC converters using novel dual- phase-shift control[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23(6): 2905-2914.

[8] Zhao Biao, Yu Qingguang, Sun Weixin. Extended- phase-shift control of isolated bidirectional DC-DC converter for power distribution in microgrid[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(11): 4667-4680.

[9] Wu Kuiyuan, De Silva C W, Dunford W G. Stability analysis of isolated bidirectional dual active full- bridge DC-DC converter with triple phase-shift control[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(4): 2007-2017.

[10] 王仁龍, 楊慶新, 操孫鵬, 等. 一種優化電流應力的雙有源橋式DC-DC變換器雙重移相調制策略[J]. 電工技術學報, 2021, 36(增刊1): 274-282.

Wang Renlong, Yang Qingxin, Cao Sunpeng, et al. An optimized dual phase shift modulation strategy for dual active bridge DC-DC converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(S1): 274-282.

[11] Tong Anping, Hang Lijun, Li Guojie, et al. Modeling and analysis of a dual-active-bridge-isolated bidire- ctional DC/DC converter to minimize RMS current with whole operating range[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(6): 5302-5316.

[12] 孫志峰, 肖嵐, 王勤. 輸出并聯型雙有源全橋變換器控制技術研究綜述[J]. 中國電機工程學報, 2021, 41(5): 1811-1831.

Sun Zhifeng, Xiao Lan, Wang Qin. Review research on control technology of output parallel dual-active- bridge-converters[J]. Proceedings of the CSEE, 2021, 41(5): 1811-1831.

[13] 章濤, 阮新波. 輸入串聯輸出并聯全橋變換器的均壓均流的一種方法[J]. 中國電機工程學報, 2005, 25(24): 47-50.

Zhang Tao, Ruan Xinbo. A method to voltage sharing and current sharing for input-series output-parallel full-bridge converter[J]. Proceedings of the CSEE, 2005, 25(24): 47-50.

[14] 武明義, 侯聶, 宋文勝, 等. 獨立輸入并聯輸出全橋隔離DC-DC變換器直接功率平衡控制[J]. 中國電機工程學報, 2018, 38(5): 1329-1337.

Wu Mingyi, Hou Nie, Song Wensheng, et al. Direct power balance control scheme of the input- independent-output-parallel operated full-bridge isolated DC-DC converters[J]. Proceedings of the CSEE, 2018, 38(5): 1329-1337.

[15] Shah S S, Bhattacharya S. A simple unified model for generic operation of dual active bridge converter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2019, 66(5): 3486-3495.

[16] Zhou Lu, Gao Yihan, Ma Hao, et al. Wide-load range multiobjective efficiency optimization produces closed-form control solutions for dual active bridge converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36(8): 8612-8616.

[17] Li Jia, Luo Quanming, Mou Di, et al. A hybrid five-variable modulation scheme for dual-active- bridge converter with minimal RMS current[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2022, 69(1): 336-346.

[18] Hebala O M, Aboushady A A, Ahmed K H, et al. Generic closed-loop controller for power regulation in dual active bridge DC-DC converter with current stress minimization[J]. IEEE Transactions on Indu- strial Electronics, 2019, 66(6): 4468-4478.

[19] Lin C S, Chen C L. Single-wire current-share paralleling of current-mode-controlled DC power supplies[J]. IEEE Transactions on Industrial Elec- tronics, 2000, 47(4): 780-786.

[20] 安峰, 王嵩, 楊柯欣. 輸入串聯輸出并聯雙有源全橋DC-DC變換器多模塊優化功率平衡控制方法[J]. 電工技術學報, 2018, 33(16): 3732-3742.

An Feng, Wang Song, Yang Kexin. Multi-module optimized power balance control scheme of the input-series-output-parallel operated dual-active- bridge DC-DC converters[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(16): 3732-3742.

Total Root Mean Square Current Optimization of IPOP Dual Active Bridge DC-DC Converter Based on Genetic Algorithm

（School of Electronic Information and Electrical Engineering Shanghai Jiao Tong University 200240 China）

The dual active bridge (DAB) converter is one of the most popular DC-DC topologies due to its galvanic isolation between input and output, wide voltage gain, and zero-voltage-switching (ZVS) operation in a wide load range. For a single module dual active bridge (DAB) converter, minimum root mean square current can be achieved using an optimized phase shift control strategy. However, for multi-module parallel operation systems, virtually identical electrical characteristics for each module are difficult to achieve, making the power balance control strategy unable to achieve general optimum efficiency. Therefore, this paper proposes a power difference control strategy for the input parallel and output parallel (IPOP) DAB converter system. By analyzing the difference of auxiliary inductors of each module, a differential power distribution ratio is set, which minimizes the root mean square current of the system.

Firstly, an optimized triple-phase shift control strategy for a single-module DAB converter is analyzed. An optimized triple-phase shift is calculated by introducing a genetic algorithm, which minimizes the root mean square inductor current. Secondly, based on a single-module optimized control strategy, the different RMS inductor current for each module with a differential auxiliary inductor in the IPOP DAB converter system is illustrated. Thirdly, an optimal model to minimize total RMS current for the IPOP DAB converter system is constructed. The optimal results of the model are carried out by a genetic algorithm. Finally, based on the calculation results, an optimal control strategy for the IPOP DAB converter system is proposed. Unlike the traditional strategy that ensure power balancing between modules, the differential power distribution ratio for each module is set based on the difference of auxiliary inductors in the proposed control strategy to minimize the root mean square (RMS) current of the system.

To verify the theoretical analysis, an experimental prototype with three parallel modules based on SIC devices of 8 kW/100 kHz is built. Herein, two conditions are considered: the input voltage of 100 V and output voltage of 80 V, and the input voltage of 100 V and output voltage of 150 V. According to theoretical analysis, when the total load is small, the power distribution ratio for the module with a smaller auxiliary inductor is lower. Moreover, the module with a larger auxiliary inductor distributes larger power. On the contrary, when the total load is large, the module with a larger auxiliary inductor distributes smaller power, and a larger power distribution ratio is set to the module with a smaller auxiliary inductor. The experiment verified the theory of differential power distribution in the whole load range.

Based on theoretical analysis and experimental results, the following conclusions are drawn. (1) The proposed control strategy distributes different power to modules with different auxiliary inductors to meet the total output power requirements, and the system can operate stably under various load conditions. (2) For a single module DAB converter, the optimization strategy can effectively reduce the RMS inductor current. Compared with the traditional control strategy, the optimization effect is more apparent when the load is light and medium, and the complexity of mathematical analysis is reduced. (3) The peak efficiency of the prototype is 98.8 %. The average efficiency is improved by 1.2 % in Buck mode and 0.84 % in Boost mode compared with the traditional power balancing strategy, which verifies the proposed control strategy.

Dual active bridge converter, input parallel output parallel, genetic algorithm, power distribution, inductor root mean square current

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.221788

2022-09-21

2022-12-26

江凌峰 男，1998年生，碩士研究生，研究方向為DC-DC變換器。E-mail: lingfengjiang@sjtu.edu.cn

王 勇 男，1975年生，教授，博士生導師，研究方向為電力電子新能源。E-mail: wangyong75@sjtu.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠）