基于FPGA的InGaAs圖像傳感器光譜采集驅動系統設計

顏宗強，薛 萌，朱亮慶，郭漢明

（上海理工大學 光電信息與計算機工程學院，上海 200093）

0 引言

拉曼光譜作為一種無損、非接觸的快速檢測技術，因其能快速分析分子結構，被廣泛應用于各行各業。傳統拉曼光譜儀大都以CCD 作為光電轉換器件，激發波長較短。在醫學診斷上，短激發波長的拉曼信號容易被樣品組織的熒光信號掩蓋，但InGaAs 圖像傳感器作為光電轉換器件的的近紅外拉曼光譜檢測儀［1-2］能降低熒光背景，因此表現更為出色。

近紅外拉曼光譜檢測儀的核心是光譜采集驅動系統，技術指標對光譜儀整體性能至關重要。隨著技術進步，人們對該方面的研究不斷推陳出新。黃超等［3］設計了一種基于高性能精簡計算機（Advanced RISC Machine，ARM）的光譜采集系統，驅動電荷耦合器件完成數據的正常采集，但僅停留在前期數據采集階段，并未進行光譜數據處理傳輸，集成度不高。Vahid 等［4］基于數字信號處理（Digital Signal Processor，DSP）設計光譜采集系統，利用微處理器提取有效光譜數據，但無法通過指令控制系統，實現交互功能。魏科宇等［5］基于現場可編程邏輯器件（Field-Programmable Gate Array，FPGA）設計光譜采集系統，實現了光譜的采集、傳輸與顯示，但選用單通道采樣，傳輸數據量小、采樣率較低。因此，目前迫切需要設計一套準確、采樣率和集成度高的近紅外光譜采集驅動系統。

為此，本文針對InGaAs 圖像傳感器設計光譜采集驅動系統，以FPGA 為主控，利用Verilog 語言編寫時序驅動In-GaAs 圖像傳感器雙通道進行采集、ADC 模數轉換、數據存儲傳輸等，得到完整的光譜數據并顯示。首先，FPGA 將數據的產生、存儲、傳輸集成在一塊主控芯片，利用Dpram 處理雙通道數據，實現采樣時間減半，滿足了系統對高集成度和采樣率的需求。通過對圖像傳感器感光面部分遮光的方式來采集光信號，實驗表明系統功能良好，光譜數據結果準確度、采樣率高，相較于傳統光譜采集驅動系統實用性更高。

1 采集驅動系統總體組成

光譜采集驅動系統由信號產生和信號處理兩大部分組成，如圖1 所示。信號產生部分首先將光信號輸入In-GaAs 圖像傳感器，照射在像素陣列上，將其陣列表面上的光強轉換為電信號，然后像素上的電荷經過充電放大陣列電路將信號放大，最后通過CMOS 讀取電路讀出信號電荷。FPGA 作為整個系統的主控，通過程序編寫系列指令控制傳感器的開啟、關閉及采集時長，驅動時序控制傳感器轉換為模擬信號轉換的整個過程。

Fig.1 Collection system structure圖1 采集系統結構

InGaAs 圖像傳感器輸出的模擬信號需要在信號處理部分經過ADC 模數轉換才能得到數字信號，因InGaAs 圖像傳感器輸出雙通道信號的特點，利用FPGA 的狀態機實現了雙通道信號的奇偶穿插銜接，將信號整合為一路輸出，最終經過串口建立通訊傳出數據［6］。

2 采集驅動系統設計

2.1 InGaAs圖像傳感器驅動設計

本文設計的是以1 064 nm 為激發波長的近紅外拉曼光譜采集系統，在此波段下傳統圖像傳感器在抑制熒光背景方面效果較差，主要原因在于傳統圖像傳感器多以SiO2為基底［7］，帶隙能量的限制使其在1 064 nm 波段處響應較弱，無法達到預期設計要求。

然而，InGaAs 圖像傳感器以較小的InGaAs 為基底，能有效偵測該波段且偵測靈敏度較高。光譜系統選用濱松公司的InGaAs 圖像傳感器G14237-512WA，雙通道輸出512 個像素，每個像素線性陣列的排在InGaAs 光電二極管上，以電荷積分模式讀出，利用FPGA 驅動時序控制整個過程。如圖2 所示，采集分別包括信號電荷積分、信號電荷放大轉移、信號電荷讀取3個階段。

Fig.2 Complete InGaAs image sensor acquisition timing圖2 完整的InGaAs圖像傳感器采集時序

2.1.1 信號電荷積分階段

該階段為光信號轉換為電信號，當光照射到傳感器上的InGaAs 光電二極管的柵極上，光子被吸收形成電子—空穴對，相當于柵極上施加一個正向壓降，形成了電場，電子活動將受到了一定的束縛，處于中間電勢的電子需要克服較大的電勢差才能離，從而形成信號電荷的積分儲存。圖2 中RESET 的高電平時間即為信號電荷儲存所需的積分時間。

2.1.2 信號電荷放大轉移階段

當RESET 信號下降沿出現時，即為信號電荷放大轉移的開始階段，每一個像素的信號電荷放大后按串行方式轉移到移位寄存器中，直至單個通道傳遞完256個像素。

2.1.3 信號電荷讀取階段

由圖2 可見，當信號電荷全部轉移后會產生一個高電平脈沖，并依次讀取信號電荷。根據InGaAs 圖像傳感器的芯片手冊表明一個像素的讀取時間為1 μs，故設置CLK為1 μs，保證CLK 的上升沿在VIDEO 的高電平的時間范圍內，當256 個像素讀取完成后，輸出的模擬信號將進入模數轉換器（Analog-to-Digital Converter，ADC）中取得數字信號。

2.2 模數轉換器驅動設計

InGaAs 圖像傳感器的采樣速率為1 MB/s，為了使系統適應偏高速傳輸，本文選用ADI 公司的模數轉換器LTC2311-16。該款ADC 信號數據吞吐速率高達5 MB/s，具有低噪聲、高速、差分輸入的特點，能一次傳輸16 位串行數據，電路原理圖如圖3 所示。其中，InGaAs 輸出的模擬信號經左端的Video 端口進入到ADC 中，經右端的SDO端口輸出數字信號。

LTC2311-16 工作時需要外部電源供給，模擬輸入端為+5 V，數字輸入端為+1.8 V。為了在最大程度上減小電源上噪聲的干擾，在電源輸入端采用高低容值［8］匹配的方式組成濾波電路，以過濾電源的高低頻噪聲。

LTC2311-16 是一款16 位逐次逼近型ADC［9］，能在降低成本的同時實現偏高速傳輸，圖像傳感器的模擬信號VIDEO 通過采樣以保持電路（Sample and Hold）輸入，而DAC 產生一定倍數的參考電壓，兩路信號同時進入由運放構成的比較器中，進而輸出0 或1。當DAC 的電壓與輸入的模擬信號電壓相近時，通過串口輸出一串16 位的數字邏輯電平，即完成了一個像素的模數轉換。

圖4 為FPGA 中利用SPI 協議產生時序信號控制整個過程，時序產生CNV 信號，發現下降沿時轉換開始，即產生SCK 信號。SCK 信號相當于為轉換提供了時鐘信頻率，等待16 位全部轉換結束后SCK 信號便會拉高為下一次轉換作準備，一次完整的轉換結束后將輸出SDO 信號。

Fig.4 LTC2311-16 working sequence diagram圖4 LTC2311-16工作時序圖

2.3 采集驅動系統軟件實現

本文軟件利用Altera 公司的QuartusII 軟件編寫時序控制程序，整個采集驅動系統程序功能設計頂層如圖5 所示。具體為，在系統指令模塊中生成5 項控制指令，分別用于開啟InGaAs 圖像傳感器、單次采集、連續采集、停止采集、關閉InGaAs 圖像傳感器，完成指令后將端口傳入In-GaAs 驅動模塊。該模塊通過時序控制InGaAs 圖像傳感器，包含信號端口cf_select1 與cf_select2，通過置0 或1 控制傳感器的光電轉換效率［15］，如表1所示。

Table 1 Photoelectric conversion efficiency control表1 光電轉換效率控制

Fig.5 Top design of acquisition drive timing sequence圖5 采集驅動時序頂層設計

由圖5 可見，輸出端口的AD_sp 信號控制模數轉換是否開啟，兩塊相同的LTC2311-16 時序邏輯控制模塊開始工作。在轉換過程中，pixel_Cap1、pixel_Cap2 信號為十分重要的標志位信號，每當一次像素轉換完成后，pixel_Cap1、pixel_Cap2 便拉高將數據傳輸到Dpram 中與串口建立通訊［10］。

本文利用Moselsim 軟件［11］進行仿真，驗證設計的時序是否符合預期要求。FPGA 產生InGaAs 圖像傳感器驅動時序信號CLK_1M、RESET 信號，通過指令控制RESET 信號的高電平保持時間，以滿足不同積分時間的要求，如圖6所示。LTC2311-16 利用SPI協議［12］外接串口傳輸，由于此款ADC 轉換會延遲一個SPI 傳輸周期，即本次轉換的數字信號是上一次采集的信號電荷，因此第一次轉換的數據沒有任何意義。同時，因傳感器采集256 個像素需要256 us，剔除第一次后便需要257 次轉換，即257 us。兩路信號同時開始轉換，轉換時CNV 信號為低電平，SCK 信號由高電平翻轉為頻率為25 MHz 的時鐘信號，并在每次SCK 下降沿轉換一位信號數據，共16 位，故需640 ns。每次像素轉換時間為1 μs，在SCK 信號轉換完成后拉高，并等待360 ns到下次轉換，整個轉換過程持續256 次，直至所有像素轉換完成，輸出的數字信號進入Dpram［13-14］模塊中進行信號再處理。

Fig.6 InGaAs image sensor drive timing圖6 InGaAs圖像傳感器驅動時序

3 Dpram數據存儲與收發

模數轉換器中輸出數據傳出速率偏高速［15-16］，但串口接收的讀取速率偏低，因此需要媒介實現數據交換［17］，即FPGA 中的雙口隨機存儲器——Dpram（Dual-port random access memory）。Dpram 頂層設計中，雙通道數據經過ADC轉換完成后同時進入數據存儲RAM 模塊，數據在RAM 模塊中通過控制讀寫地址的方式奇偶交叉排序。然而，串口發送的數據為8 位，但經ADC 轉換后數字信號為16 位，因此需對數據進行一次拆分，即高8 位與低8 位，具體流程如圖7所示。

Fig.7 Dpram pixel data output loop圖7 Dpram像素數據輸出循環

Fig.8 Dpram data simulation圖 8 Dpram數據仿真

為了驗證Dpram 功能模塊是否適配ADC 模塊的功能特性，利用QuartusII 軟件編寫testbench 仿真文件，給予雙通道不同的數據，以觀察串口輸出［18］數據是否符合預期要求，如圖8所示。

圖8（a）、圖8（b）為奇偶通道輸入數據的開頭、結尾部分，給定奇通道信號a 數據從259（十六進制0103）自減到3（十六進制0003）；偶通道信號b 數據從65007（十六進制FDEF）自加到65 263（十六進制FEEF）。圖8（c）、圖8（d）為串口數據的開頭、結尾部分，串口數據以FF-D8-02-04（光譜數據初始標志）開頭，FF-D9（光譜數據結束標志）結尾，由圖8（c）可見奇通道第一個輸出的數據為258（十六進制0102），偶通道第一個輸出的數據為65 008（十六進制FDF0），原因是為了配合ADC 模塊剔除第一個數據，圖8（d）中奇通道最后一個數據仍為3（十六進制0003），偶通道最后一個數據仍為65 263（十六進制FEEF），以保證傳輸數據的完整性。

4 實驗結果與分析

為了驗證本套系統在實際采集中的準確性和穩定性，首先將采集的數據利用串口發送到PC 端，利用Matlab 軟件仿真512 個像素數據的相對光譜強度圖，以觀察是否滿足預期狀態。本文對InGaAs 圖像傳感器上不同感光面進行比較實驗的結果如圖9 所示。其中，圖9（a）、圖9（b）、圖9（c）分別針對感光面的前端部分遮光、后端部分遮光及前后端遮光，并在示波器上得到其對應的輸出奇（video_even）、偶（video_even）通道波形。

Fig.9 InGaAs image sensor photosensitive surface shading圖9 InGaAs圖像傳感器感光面遮光

圖10 為經數據轉換后依次繪出的相對光譜強度圖，橫坐標為InGaAs 圖像傳感器像素點數，共512 個，縱坐標為采集時相對光譜強度。當InGaAs 圖像傳感器完全曝光時，曝光部分的信號電荷達到飽和，相對光譜強度便為16位LTC2311-16 的精度最大值，即65 535。遮光部分因In-GaAs 圖像傳感器信號電荷讀出電路基準電壓及暗電流噪聲，相對光譜強度在26 000 左右。根據LTC2311-16 的電壓轉換式（1）可得到電壓值約為1.6 V。

Fig.10 Spectral acquisition results of InGaAs image sensors圖10 InGaAs圖像傳感器光譜采集結果

式中：Vout表示輸出電壓；VREF表示ADC 轉換時的參考電壓4.096 V；Ndec表示串口輸出的十六進制轉換后的十進制數。

由圖10 可見，越接近遮住邊緣區域的相對光譜強度增加越快，邊緣區域處相對光譜強度存在明顯激增現象，原因是遮光邊緣透光，使得感光面光強激增、光迅速飽和，導致相對光譜強度趨于最高。由此可見，整個過程體現了光譜采集驅動系統對光強的靈敏性，能將采集到信號準確地轉變為光譜強度數據，符合預期設計要求。

5 結語

本文基于FPGA 的InGaAs 圖像傳感器光譜采集驅動系統采集的光譜數據與光譜信號一致，并經過串口建立通訊顯示光譜。采集系統利用雙通道奇偶排序輸出優勢，提升采集效率，為近紅外拉曼光譜儀提供了可靠的采集驅動方案。

實驗發現，在整個系統工作時，熱激發產生的暗電流噪聲及像素電荷信號轉換數字信號的讀出噪聲會影響工作狀態，后期將增加信號調理電路，利用算法對其進行處理優化，以進一步提升系統適用性和魯棒性。