集成均衡和保護功能的電池充放電電路

楊曉光，趙小兵，聶寶鑫，蘇昱魁

(1.河北工業大學省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點實驗室，天津 300130；2.河北工業大學河北省電磁場與電器可靠性重點實驗室，天津 300130)

鋰電池已經廣泛應用于各種儲能系統中，如儲能電站、不間斷電源、電動汽車以及各類便攜式電子設備等。在儲能系統中必須配置均衡電路以克服串聯單體不一致性所帶來的負面影響[1-2]。

現有的均衡技術可分為被動均衡和主動均衡，主動均衡技術具有效率高和均衡速度快等優點，得到了廣泛和深入的研究，目前已經提出了多種主動均衡技術。常見的主動型均衡技術可分為電容型、電感型和變壓器型等等[1-3]。相比于其他均衡電路，選擇開關技術具有均衡速度快、體積小和質量輕的優點。

均衡電路的選擇需要根據具體應用從體積、質量、成本、均衡速度、復雜度和效率等幾個方面進行評估[4-9]。

對于低功率便攜式儲能系統，應該優先選擇體積小、質量輕、效率高以及均衡速度快的主動均衡電路。通過前文分析可知，選擇開關技術可滿足上述要求。選擇開關技術在儲能系統中的典型應用如圖1 所示。

在低功率便攜式儲能系統中，除了均衡電路之外，一般還需要保護電路，如圖2 所示。通過控制與電池組串聯的兩個MOSFET(S1和S2)能夠實現過流保護、過壓保護、欠壓保護和短路保護[10]。

圖2 采用保護電路的儲能系統

在儲能系統中，通過器件或電路的復用，將均衡電路集成到充/放電電路上，能夠減少器件數量，簡化系統，并節約成本[5-9,11]。其中，文獻[5，9]將均衡電路和級聯Buck-Boost 變換器(CBBC)進行了集成，從而簡化了系統。級聯Buck-Boost 變換器如圖3 所示，可實現雙向升降壓，能夠實現ZVS，已經獲得了廣泛的應用研究。

圖3 級聯Buck-Boost變換器

基于圖1 所示的選擇開關技術，圖2 所示的保護電路以及圖3 中所示的CBBC，本文通過復用技術，提出了一種集成充放電電路拓撲，簡化了儲能系統。該拓撲具有以下特點：(1)具有級聯Buck-Boost 變換器的功能，能夠實現ZVS 和最小導通損耗，整個集成變換器只有一個磁性元件，具有體積小和質量輕的優勢；(2)串聯單體之間具有非常小的SOC或/和電壓均衡誤差；(3)故障電池單體能夠被旁路，提高了儲能系統的可靠性和安全性；(4)具有均衡速度快和效率高的優勢。

本文在第1 部分介紹了所提出的集成充放電電路的拓撲和工作原理；在第2 部分進行穩態特性分析，主要是均衡方法的分析；在第3 部分給出樣機設計與測試結果，主要驗證理論分析的正確性和測試電路的均衡特性；與其他類似電路的對比將放在第4 部分。

1 電路拓撲與工作原理

本文提出的集成充放電電路的拓撲如圖4 所示，該拓撲是通過將選擇開關網絡、級聯Buck-Boost 變換器和保護電路集成得到的。圖4 中集成拓撲是通過復用技術實現的：(1)S3,i(i=1,2,3)的復用：S3,i和Sa,i(i=1,2,3)構成選擇開關，S3,i又與S1、S2、S4以及電感L構成級聯Buck-Boost 變換器；(2)級聯Buck-Boost 變換器復用：級聯Buck-Boost 變換器不僅是應用于串聯儲能串的充放電電路，也是應用于選擇開關網絡的DC-DC 變換器，參見圖1；(3)S3,i(i=1,2,3)，Sa,i(i=1,2,3)，Sb,i(i=1,2,3)和Sc,i(i=2,3)構成的開關網絡能夠有效實現均衡和保護兩種作用。

圖4 所提出的電池充放電電路

需要說明的是，為了簡化分析，本文只給出了應用于3 個電池單體的拓撲，但所提出的拓撲可以擴展到n個單體的應用。通過控制選擇開關網絡可以改變n個電池單體之間的串并聯關系，也可以旁路任意一個或多個電池單體。表1 給出了三個單體所構成的電池組在運行過程中可能的重構方式。

表1 三個串聯電池單體的可能重構方案

由表1 可知，由于電池組可重構，本文所提出的拓撲有兩種均衡方式，旁路均衡和并聯均衡。旁路均衡效率高、速度快，但是受電壓測量誤差和SOC計算誤差的影響，均衡程度還有待進一步提高。電池并聯時，電壓高的電池單體的能量會自動轉移到電壓低的電池單體中實現電壓均衡；但是，并聯均衡只能應用于電壓差較小的電池之間，否則由于瞬時均衡電流過大對較弱的電池單體造成沖擊。

如上所述，通過控制選擇開關網絡能夠旁路任意一個或多個電池單體實現均衡功能，當然也能旁路故障電池，實現有效的保護；另外，通過對比圖4 和圖2 可知，圖4 中的S3,3和Sa,3能實現圖2 中S1和S2相同的功能，即能夠實現過流保護、過壓保護、欠壓保護和短路保護。上述保護功能通過控制相應的開關即可實現，相比之下，均衡充放電要復雜得多，因此本文主要對電路的均衡過程進行分析。

2 穩態分析

由表1 可知，本文所提出的拓撲能夠靈活配置電池單體的串并聯，實現不同的均衡方法。充/放電時根據不同的輸入與輸出電壓等級及均衡方法，可以選擇不同的電池重構均衡充/放方案。由于級聯Buck-Boost 變換器充電與放電分析方法類似，并且圖4 中的選擇開關網絡在充電和放電中的均衡控制方法也類似，因此本文只對均衡充電過程進行分析。

為了便于分析，分別用SOCB1(t0)、SOCB2(t0)和SOCB3(t0)表示電池單體B1、B2和B3在初始時刻電池的荷電狀態，并假設：SOCB1(t0)＞SOCB2(t0)＞SOCB3(t0)，如圖5 中的t0時刻所示。

圖5 充電時電池單體的SOC和端部電壓變化

假設在t0時刻之前，開關Sc,i處于閉合狀態，開關Sa,i、Sb,i處于斷開狀態，電池單體B1、B2和B3串聯。在t0時刻，將開關Sc,i由閉合變為斷開狀態，Sb,3和Sb,1由斷開變為閉合狀態，電池單體B1和B2被旁路，只有電池單體B3充電[如圖6(a)所示]，這一狀態一直持續到t1時刻。基于Thevenin 等效模型，由電池單體的端電壓可估算出其OCV，電池等效模型及參數辨識的詳細說明參見文獻[12]。

圖6 均衡充電過程的工作模態

在t1時刻，電池單體B3和B2實現了均衡，將Sb,3由閉合變為斷開狀態，開關Sc,3和Sb,2由斷開變為閉合狀態，電池單體B3、B2串聯充電[如圖6(b)所示]，在充電過程中B3和B2的SOC與B1的SOC逐漸趨于一致，直到t2時刻，三個電池單體的SOC達到了均衡。

在t2時刻，將開關Sb,1和Sb,2由閉合變為斷開狀態，將Sc,2由斷開變為閉合狀態，B1、B2、B3串聯充電[如圖6(c)所示]，一直持續到t3時刻任意一個電池單體的電壓達到充電電壓上限。

在t3時刻，Sc,i由閉合變為斷開狀態，Sb,i由斷開變為閉合狀態，Sa,i變為閉合狀態，由此所有單體電池實現并聯。三個電池并聯，實施恒壓充電，等效電路圖如圖6(d)所示。

在圖5 中的t2～t3時間段，由于受電壓測量誤差和SOC計算誤差的影響，均衡程度還有待進一步提高。在t3時刻電池并聯，電壓高的電池單體的能量會自動轉移到電壓低的電池單體中實現電壓均衡。

3 實驗結果

3.1 實驗樣機

本文制作了實驗樣機，關鍵器件和參數如表2 所示，其中電感L 和電容C 的設計方法參見文獻[5]。變換器給電池組充電時輸入電壓Vin為12 V。三個電池單體構成電池組，電池單體型號為NCRT21700T，標稱容量為4 800 mAh，標稱電壓為3.7 V，充電截止電壓為4.2 V，放電截止電壓為2.5 V，開路電壓(open-circuit voltage,OCV)與SOC的測試結果如圖7所示，詳細測試方法參見文獻[12]。

圖7 所用鋰電池OCV曲線測試結果

本文基于電感電流模型的建立，通過控制開關管S1和S3,i的占空比d1與d3以及二者之間的移相占空比的值dφ，實現了級聯Buck-Boost 變換器所有開關工作于ZVS 狀態并使得電感電流的有效值(RMS)達到最小，具體方法參見文獻[5]。

圖8 為電感電流有效值(RMS值)隨移相占空比dφ的變化曲線，可以看出，當dφ＞0.1 時電感電流的RMS值快速增大。另一個需要考慮的問題是如果dφ取值太小，則會導致S3,i難以實現ZVS。本文中選擇dφ=0.1。圖9 為根據文獻[5]中的方法得到的d1和d3的最優計算結果。

圖8 電感電流RMS的計算結果

圖9 變換器工作于ZVS并具有最小RMS條件下的控制變量d1和d3的計算結果

3.2 級聯Buck-Boost 變換器特性驗證

如前文所述本文所提出的集成充放電電路具有級聯Buck-Boost 變換器的特性，本小節通過測試對其進行驗證：

(1)樣機的測試波形如圖10 所示，與級聯Buck-Boost 變換器工作于恒頻混合單模式下的關鍵波形相吻合，參見文獻[5]，驗證了本文第1 部分理論分析的正確性。

圖10 Vin=Vo=12 V情況下的實驗波形

(2)此外，由圖10 中的各個時間段T1、T2、T3和TS，根據式(1)可計算出開關管S1和S3,i的占空比d1與d3以及二者之間的移相占空比dφ[5]。

由圖10 和式(1)可得到，d1=0.692，d3=0.688，dφ=0.108，與圖9 中的計算結果相吻合，驗證了計算的準確性。

(3)效率測試結果也能間接驗證所提出的集成充放電電路具有級聯Buck-Boost 變換器的特性。圖11 給出了在Vin=12 V 與Vo=11 V 的條件下，樣機的效率隨不同負載電流變化的測試結果。在開關頻率400 kHz 的條件下，變換器只有在軟開關工作狀態下才能獲得如此高的效率。

圖11 隨不同負載電流變化的效率測試結果

3.3 均衡特性

基于表1 和圖5，對所提出的集成充放電路進行均衡性能測試，在實驗中電池單體恒流充電電流為2.5 A，恒壓充電電壓為4.2 V。均衡性能測試前，各電池單體的初始電壓分別為：VB1=3.603 V、VB2=3.461 V、VB3=3.201 V；初始SOC分別為：SOCB1=38.6%，SOCB2=25.1%，SOCB3=10.4%。均衡充電過程如圖12 所示，首先以2.5 A 給SOC最小的電池B3充電，當B3的SOC和B2的SOC達到均衡后，B2和B3串聯充電，當B2和B3的SOC和B1的SOC均衡后，三個電池串聯充電，直到任意一個電池單體的電壓達到充電截止電壓，開始恒壓充電，并將B1、B2和B3并聯。之所以在充電末端恒壓階段將電池單體進行并聯是因為：由于受電壓測量誤差和SOC計算誤差的影響，電池單體之間的均衡程度可能存在誤差。根據鋰電池的特性，在電池充電末期電池的OCV 能很好地反映其SOC，因此本文充電末期實施并聯充電。此時，端電壓高的電池單體的能量會自動轉移到電壓低的電池單體中實現電壓均衡。在圖12(b)中，恒流模式切換到恒壓模式時，電池的電壓發生突變，這是由于電池的內阻壓降突變引起的。當電池的充電電流下降到0.15 A 時充電截止，各個電池單體的剩余容量分別為SOCB1=99.8%，SOCB2=99.9%，SOCB3=100.0%。

圖12 充電均衡過程

4 對比分析

本文對所提出的集成均衡充放電電路與現有的類似拓撲進行對比分析，其中，均衡電路部分主要關注體積、成本、均衡速度、復雜度和效率，對比結果如表3 所示。通過比較發現，本文所提出的集成系統中的均衡電路沒有單獨的雙向DC-DC 變換器，而是復用了充放電電路的級聯Buck-Boost 變換器，因而可以認為本文中的均衡電路只包含選擇開關網絡，降低了均衡電路的成本、體積和復雜度。除此以外，本文所提出的集成充放電電路的均衡方法更加靈活，因而能夠獲得更好的均衡效果，并且集成了保護功能。

表3 與類似技術的比較

5 結論

本文提出了一種集成均衡和保護功能的電池充放電電路，均衡電路不需要單獨的雙向DC-DC 變換器，從而使得儲能系統得到了簡化；所提出的集成拓撲能夠實現ZVS 運行和最小導通損耗，因而具有較高的效率；集成充放電電路只有一個交流電感，因而具有體積小和質量輕的優勢，尤其適用于低功率的應用。

所提出的集成充放電電路能夠實現串聯儲能單體之間的SOC均衡和/或電壓均衡，具有均衡方法靈活并且均衡效果優良的優勢。此外，所提出的電路能夠旁路故障電池，提高了系統的可靠性。