頻率可重構的短背射天線

商鋒 馬超 王欣偉

（西安郵電大學, 西安 710121）

0 引 言

2017 年1 月我國工信部將N78（3.4～3.6 GHz）和N79（4.8 ～5.0 GHz）正式確立為我國5G 移動通信頻段[1].5G 移動通信系統具有高速率、低時延、廣傳播、高容量等特點，得到了快速發展[2].但隨著5G 載波頻率升高，載波的穿透能力減弱，室外基站信號通過較厚墻體時損耗很大，導致外部基站信號難以有效覆蓋相對密閉的室內，因此室內網絡覆蓋成為5G 通信商業化需要解決的關鍵問題之一[3-6].隨著現代通信設備上所需的天線數量越來越多，如何在一個結構尺寸中實現多個天線的功能，對天線的設計提出了新的要求.可重構天線提高了空間利用率，其研究與設計為天線領域的發展帶來了新的方向[7].可重構天線有極化可重構、輻射方向圖可重構以及頻率可重構等.文獻[8]提出了一種具有四種狀態的超表面方向圖可重構天線，通過調整超表面上的電流分布來改變波束輻射方向的變化.文獻[9]提出了一種基于可拉伸導電織物的柔性力敏頻率可重構天線，對該柔性材料施加外力使天線發生形變從而實現頻率可重構.文獻[10-12]提出了一種基于有源頻率選擇表面（active frequency selective surface, AFSS）的可重構天線，其中文獻[12]采用立體的AFSS 結構通過對饋源天線加載開關二極管，實現了N78 與N79 之間相互切換，從而實現雙頻的波束掃描和全向與定向波束切換功能.文獻[13-15]提出陷波頻率可重構天線，其中文獻[15]通過控制PIN 二極管的通斷狀態，在兩個頻段上實現了陷波可重構.文獻[16]通過改變有源偶極子長度實現了N78 與N79 之間切換，但在兩個頻段增益都偏小.因此，如何保證在N78 與N79 之間自由切換的前提下提高增益的問題有待解決.

N78 為中國聯通與中國電信所用頻段，而N79 為中國移動所使用的的頻段，如果只需要天線工作在其中一個頻段通過控制PIN 二極管偏置電路就可實現，當頻率可重構天線工作在其中一個頻段時，其頻段外的信號將會被抑制從而減小帶外干擾，但雙頻或者寬帶天線無法實現這一功能.本文設計的頻率可重構天線是在短背射天線結構與準八木天線結構的基礎上，結合PIN 二極管開關改進完成.采用ANSOFT HFSS 軟件進行可重構天線的建模仿真，用集總邊界條件等效代替PIN 二極管的導通和斷開狀態，通過對結構尺寸中的關鍵參數進行優化掃描，確定了天線的最終尺寸結構.所設計天線在N78 和N79 兩個頻段內具有頻率可重構特性，且方向圖保持穩定.

1 天線理論與設計

1.1 理論分析

本設計將八木天線與短背射天線相結合，將金屬腔同時作為準八木天線的反射器以及短背射天線的主反射器，短背射天線的次反射器同時也作為準八木天線的引向器.通過PIN 二極管開關控制有源振子的長短變化，實現N78 和N79 頻段頻率可重構的同時，實現天線在準八木模式和短背射模式下的變化.本設計在PIN 二極管導通時振子變長，天線整體結構呈準八木型.八木天線如圖1 所示.調節合適的各個振子的長度以及陣子與陣子之間的間距，可以改變無源振子上感應電流的相位和振幅，從而獲得理想的輻射方向圖和較高的增益.當PIN 二極管斷開時振子變短，天線整體結構呈短背射型.短背射天線是由端射天線演變而來，具有結構簡單、體積小、增益高等特點，其結構如圖2所示.短背射天線通過對陣子饋電激勵電磁波，經過主反射器與次反射器多次反射，電磁波從次反射器兩邊輻射出去，增加了天線的口徑，提高了增益.

圖1 八木天線示意圖Fig.1 Schematic of Yagi Antenna

1.2 天線結構設計

天線結構如圖3 所示.天線由對稱領結形的有源振子、長條形無源振子和圓盤形反射底腔構成，底腔上安裝SMA 型射頻連接器和直流供電端子穿心電容.有源振子、無源振子以及偏置電路印制在介質板上，介質板采用F4BM 材料，厚度H0為1 mm，相對介電常數為2.65，損耗角正切值為0.003 5，介質板通過兩個L 形金屬條緊固在反射底腔上.圖3 中天線各結構參數如表1 所示.

表1 本文頻率可重構天線幾何參數值Tab.1 Frequency econfigurable antenna geometric parameter valuesmm

圖3 本文天線結構圖Fig.3 The structure of the proposed autenna

PIN 開關二極管電路如圖3（a）所示.P1、P2為二極管，R1和R2為限流電阻，L1、L2、L3為蛇形線等效下的射頻扼流電感，C1為穿心電容.通過式（1）計算出R1電阻：

式中：Vcc為外部供電電壓；Vd為PIN 二極管的導通壓降；Id為導通電流.由于阻值248 ?為非標稱電阻值，所以選擇與其接近的240 ?標稱電阻值作為限流電阻.對加工完成的實物進行焊接裝配，將天線PCB、圓形反射腔體、SMA-K 型連接器、穿心電容以及PIN 二極管等物料焊接裝配后的實物如圖4 所示.

圖4 天線實物圖Fig.4 Prototype of the antenna

2 結果與分析

PIN 二極管導通時，測試結果如圖5 所示.可以看出，在PIN 開關二極管導通時，N78 頻段內回波損耗小于?19.58 dB.由于實物測試時加入了偏置電路，射頻扼流電感引入部分損耗，使得回波損耗變小.

圖5 PIN 二極管導通時回波損耗實測與仿真結果對比Fig.5 Comparison of measured return loss and simulation results when the PIN diode is connected

PIN 二極管斷開時，測試結果如圖6 所示.可以看出，在PIN 開關二極管斷開時，頻帶內回波損耗小于?18.58 dB，同樣因為實物測試時加入了偏置電路，射頻扼流電感引入部分損耗，使得回波損耗變小，天線諧振頻率與仿真情況基本吻合.

圖6 PIN 二極管斷開時回波損耗實測與仿真結果對比Fig.6 Comparison of measured return loss and simulation results when the PIN diode is disconnected

圖7 是將頻率可重構天線架設在微波暗室中，進行方向圖測試的場景.

圖7 天線架設在微波暗室轉臺上的測試場景Fig.7 The antenna is erected on the microwave anechoic chamber turntable

PIN 二極管斷開時，方向圖測試結果如圖8 所示.此時天線處于N79 頻段工作模式，增益大于9.48 dBi，而N78 頻段增益較低，最大增益小于?0.18 dBi，與仿真結果相比，增益偏小1.5 dB.

圖8 PIN 二極管斷開時不同頻點方向圖Fig.8 Different frequency pattern when the PIN diode is disconnected

通過穿心電容進行供電，PIN 二極管導通時的方向圖測試結果如圖9 所示.這時天線處于N78 頻段工作模式，增益大于7.44 dBi，N79 頻段增益小于4.24 dBi，與仿真結果相比，增益偏小2 dB.

圖9 PIN 二極管導通時不同頻點方向圖Fig.9 Different frequency pattern when the PIN diode is connected

導致測試結果相較于仿真結果增益偏小的原因是：首先，實物中加入了偏置電路，由圖10 所示偏置網絡損耗頻率響應曲線可知，低頻時偏置電路損耗大于高頻，并且二極管在10 mA 電流通過導通時會有0.2 dB 的插入損耗，引起增益的下降；其次，N78 相較于N79 頻率低，但天線工作在N78 頻段時，有源陣子長度增加，引向器尺寸和距有源陣子的距離本應該增大，但引向器尺寸與位置為折中考慮，因此當天線工作在N78 頻段時增益有所影響.

圖10 偏置網絡損耗頻率響應曲線Fig.10 Bias circuit loss frequency response curve

表2 為本文設計的可重構天線與參考文獻中天線的增益對比.通過對比可知，在同樣可實現N78 與N79 切換的條件下，本文所設計的頻率可重構天線對增益的優化較好.

表2 本文天線與參考文獻中天線增益對比Tab.2 Gain comparison of antennas in this paper and other literatures

由上述測試結果可以看出，天線在N78 和N79 兩個頻段兩種模式下具有穩定的輻射方向圖，頻率可重構特性明顯，具有一定的工程應用價值.

3 結 論

本文針對5G 發展對室內接入天線提出的新要求，設計了一種可在N78（3.4 ～3.6 GHz）與N79（4.8 ～5.0 GHz）兩個頻段切換的頻率可重構天線模型.在N78 工作時為準八木天線，在N79 工作時為短背射天線.測試結果與仿真基本吻合，天線工作在N78 頻段時回波損耗小于?19.58 dB，增益大于7.44 dBi；天線工作在N79 頻段時，回波損耗小于?18.58 dB，增益大于9.48 dBi.驗證了天線可重構的有效性，實物具有一定的實際應用價值.本次設計只覆蓋了5G 頻段中的N78 和N79 頻段，后續研究在N41、N78 和N79 三個頻段進行頻率可重構設計，同時運用天線陷波技術，提高不同頻段間的隔離度.