基于Simulink 的直流SSPC 設計及仿真研究

韓靜怡，張智勇，王鵬博，閆穩

（中國航空工業集團公司 西安航空計算技術研究所，陜西西安，710076）

0 引言

隨著機載設備智能化、集成化、小型化、輕量化設計，傳統基于繼電器的供配電系統在智能化、可靠性等方面已不能滿足智能供配電系統的需要，采用固態配電技術是當前的發展趨勢。

飛機固態配電系統采用微處理機來實現控制和監控功能，并與機載計算機的總線管理綜合，實現了采用多路傳輸和微處理機技術的遙控配電控制。固態功率控制器（Solid-State Power Controller，簡稱SSPC）是與固態配電系統相配套的控制負載通斷的開關裝置，其內部無活動部件，具有許多優點：無觸點、不產生電弧、無機械磨損、抗干擾能力強、使用壽命長、可靠性高等，而且能夠接收前級機載計算機的控制信號并且報告其工作狀態[1]。SSPC 在直流電源系統和固態配電系統中有十分重要的實際應用價值。

低壓直流SSPC 具有短路快速保護和反延時保護的功能，建立其仿真模型對研究其特性非常有幫助。

1 直流SSPC 基本工作原理

直流SSPC 通過MOSFET 實現對功率電路的通斷控制，通過串聯在功率電路中的采樣電阻實現電流檢測。包括了主電路、快速保護電路、反延時保護電路、驅動電路以及邏輯鎖存電路，其原理結構框圖如圖1 所示。

直流SSPC 包括三個狀態量，分別為：電流狀態、脫扣狀態和控制狀態。其中控制狀態是由前級計算機決定，高電平代表控制開關管導通，低電平代表控制開關管關斷；脫扣狀態取自驅動電路，高電平說明開關管關斷，低電平說明開關管開通；電流狀態通過電流狀態檢測電路獲得，高電平說明主電路電流大于額定值的10%，低電平則相反。

根據GJB181B 機上用電設備的供電要求，本文直流SSPC 的設計指標如表1 所示。

表1 某型飛機SSPC設計指標要求

2 直流SSPC 行為級模型建立

利用Simulink 里提供的基礎仿真元件模型搭建直流SSPC 的行為級模型。為了實現正常通斷、快速保護和反延時保護功能，本文搭建的電路拓撲結構包括主電路、快速保護電路，反延時保護電路、鎖存電路、邏輯驅動電路等。

行為級模型共包括三種電源：主電路28V 直流電、控制電路電源VCC=12V和VCC2=5V。基于Simulink 搭建的電路整體模型如圖2 所示。

圖2 直流SSPC 行為級仿真模型

主電路開關管選用功率MOSFET 管(IRF150，N 溝道增強型)[2]；邏輯驅動電路由邏輯電路和驅動電路組成；鎖存電路由D 觸發器構成；快速保護電路輸入為采樣電阻電壓，其由反相放大電路和比較電路組成；反延時保護電路輸入為采樣電阻電壓，其由反相放大器電路、平方電路、電壓值轉電流值電路、電阻電容并聯電路、電壓跟隨器電路和比較電路組成，其整體結構如圖3 所示。

圖3 反延時保護電路

■2.1 電壓值轉電流值電路設計

電壓值轉電流值電路的輸入為平方電路的輸出。采樣電壓經過之前的放大和平方運算之后，通過電壓值轉電流值電路轉換成電流值IS。電壓值轉電流值電路采用“HOWLAND”電流泵電路實現[3]。輸出電流IS對電阻電容并聯電路進行充電，電容兩端電壓VC的暫態變化曲線的上升速率與IS相關，同時，主電路電流的平方與時間的乘積也與VC相關，即VC反映了主回路上的發熱量，此電路具有“熱記憶”的特性，這正是實現反延時保護的意義與關鍵。此電路實現了輸入電壓值轉換成輸出電流值，電流值隨著電壓值增大而增大，電流值與電壓值呈正比關系，且輸出電流由輸入電壓決定，與之后電阻電容并聯電路的參數無關。

電阻電容并聯電路的輸入值為電壓值轉電流值電路的輸出電流值，電容CS的穩態電壓為VC=IS×Rs，其中RS為與電容CS并聯的電阻。如果RS與R4的阻值相同，在穩態時有VC=Vin Rs/R4=Vin。

對整個電路進行測試，令Vin取不同值，觀察VC的穩態值。當Vin增大至6V 時，VC的穩態值出現了失真。由于運放最大輸出電流的限制，VC能到達的最大值為5V 左右，所以平方電路的輸入最大值大約在≈2.236V，又因為采樣電壓的最大值為0.8V，可以得到電壓比值為2.236V/0.8V=2.795，所以反相放大器的增益值設計為3 倍。

■2.2 電阻電容并聯電路設計

電容CS的電壓VC可以運用一階電路全響應的三要素公式。

DDC 公司的RP-26000 產品指標資料中給出了典型反延時指標曲線[4]，上邊界曲線以上的區域為必脫扣區域，下邊界曲線以下的區域為不脫扣區域，取圖曲線上主電路電流Im為額定值300%的兩點(0.5s，15A)和(1s，15A)，分別代入式(1)，即可得出CS的粗略取值范圍：

3 直流SSPC 開關特性仿真分析

■3.1 正常通斷仿真分析

在主電路負載為純阻性負載(R1=5.6Ω)，保護動作未發生的情況下，通過控制信號CMD控制主電路開通與關斷，正常通斷仿真結果如圖4、圖5 所示。

圖4 正常開通仿真實驗結果

圖5 正常關斷仿真實驗結果

由圖4 可知，在1s 時控制邏輯輸出跳變，主電路開通時間(從控制信號跳變到主電路電流上升至額定值的時間)約為Ton為0.5ms；由圖5 得，在37.7s 時邏輯輸出跳變，主電路關斷時間約為Toff為56μs。

■3.2 快速保護仿真分析

主電路發生短路(通過調節負載使主電路中產生從5A到約40A 的電流上跳沿)，快速保護動作啟動，仿真結果如圖6 所示，快速保護信號輸出脈沖高電平后，驅動信號跳變為低電平，MOS 管關斷。

圖6 快速保護仿真實驗結果

由圖6 可知，主電路中在15.95s 時產生了從0A 到約40A 的電流上跳沿，從短路產生到快速保護動作且主電路電流下降至零的時間間隔(快速保護時間)約為3μs。從短路產生到快速保護信號跳變存在50μs 的延時。

■3.3 反延時保護仿真分析

主電路電流值Im大于額定值的120%時，反延時保護動作啟動。主電路處于開通穩態，t=15.59s時主電路電流Im從零跳變到不同過流值(負載阻值在t=3s時從1MΩ 改變至各過流值對應的阻值)，Im分別取6.9A、9.8A、15.1A、23.6A、31.1A 和38.8A，觀察并記錄延時保護時間。仿真實驗結果如表2 所示。

表2 Im與 tdelay仿真結果

4 行為級模型改進及仿真分析

當主電路負載為阻容性負載(電阻電容并聯)，電容C1取設計指標要求的最大值3800μF，電阻R1取5.6Ω，對行為級模型進行正常開通仿真實驗。直流SSPC 仿真結果如圖7 所示。

圖7 阻容負載正常開通仿真實驗結果

由圖7 可知，當負載為阻容性負載時，主電路開通過程中出現了沖擊電流，其值最高可達約162.3A，之后快速保護動作，主電路電流Im下降至零。直流SSPC 處于異常工作狀態，過高的主電路電流也會損壞開關管，所以需要對電路進行改進，抑制開通過程中的沖擊電流。為限制阻容負載在開關管開通過程中產生的浪涌電流，可以采用慢開通驅動電路，實現主電路的慢開通。

在原驅動電路中圖騰柱部分的輸入端前添加一個RC 網絡，具體改進驅動電路如圖8 所示。RC 網絡中的Rb1和Rb2是用于調節驅動電壓的初始值，在其值一定的條件下，可通過調節Cb的值來改變驅動電壓Vdrive的變化率，從而調節主電路電流的上升和下降時間。

圖8 驅動電路改進

在主電路開通過程中，三極管T1從截止轉為導通，三極管T2從導通轉為截止，所以A 點電壓的表達式為：

當VA大于到0.7V 時，三極管T4導通，三極管T5截止，此時圖騰柱部分等效為共集電極放大電路，具有電壓跟隨器的作用，又因為驅動輸出電壓Vdrive就是柵源極電壓VGS，忽略驅動電路輸出端電阻R17的影響，設VA0為0V、UBE為0.7V，則柵源極電壓為：

查詢IRF150 的資料得知其VGS(th)最大值為4V，再結合并代入式，可得：

主電路的限制電流為40A，可得：

因此取：Cb=0.183uF、Rb1=100Ω、Rb2=100Ω、R14=5kΩ。改進后仿真實驗結果如圖9 所示。

圖9 驅動電路改進后阻容負載正常開通/關斷仿真實驗結果局部放大圖

以上仿真實驗結果的主電路電流最大值未超過規定的限制值，這從側面驗證了在Im≤ 40A的情況下RC 網絡參數取值的可行性。

5 結語

本文在Simulink 中設計搭建了直流固態功率控制器的行為級模型，深入分析了其工作原理。針對行為級模型在阻容負載和快速保護情況下出現的問題，對驅動電路進行了改進，并進行仿真驗證。