小型化低剖面全向濾波天線設計

王麗黎，徐亞妮，高智勇，張衡

（1.西安理工大學 自動化與信息工程學院，陜西 西安 710048；2.西安市無線光通信與網絡研究重點實驗室，陜西 西安 710048）

0 引言

天線和濾波器是射頻前端電路的重要組成部分[1-2]，用于發射或接收信號、選擇頻段和消除干擾，它們的性質決定了整個通信系統的性能。通常情況下，這兩個器件分別獨立設計，然后通過額外的傳輸線連接，這種方法不僅在整個頻率范圍內極易產生阻抗不完全匹配，導致天線輻射特性下降，同時還會占用額外的電路面積，使得整個電路系統尺寸過大。因此，有學者提出將濾波器與天線相結合，構成一個兼具天線輻射功能和濾波器選頻功能的濾波天線[3-5]模塊，與傳統的級聯設計相比較，濾波天線具有小型化、集成化和低輻射損耗等優點[6-8]。

無線系統應用中有許多實現濾波天線的方法，其中主要有兩種方法。一種是濾波天線綜合設計方法[9-11]，這種設計方法要求濾波器和天線處于同一工作頻段，把天線當作濾波器的一個負載端口，通常用 50 ? 的傳輸線級聯，使得天線可以選擇工作在某個特定頻段范圍內。另一種是濾波天線協同設計方法，即綜合考慮濾波器和天線的結構特點，把兩者設計成相同的諧振模式，天線不僅具有傳統天線的輻射功能，而且作為濾波器的末級諧振器[12-13]。

本文用濾波天線綜合設計方法設計了一款結構簡單的小型化全向濾波天線，主要綜合了天線和帶通濾波器的設計思路，以微帶貼片天線為原始天線，在其饋電網絡中引入交指耦合帶通濾波器，采用縫隙耦合的方式集成為一個濾波天線。利用帶通濾波器的頻率選擇特性對微帶天線工作頻段內不需要的信號進行有效抑制，這樣不僅減少了天線和濾波器集成設計的尺寸和傳輸損耗，而且使得微帶天線有了選頻濾波功能。本文用高頻電磁仿真軟件 HFSS(High Frequency Structure Simulator) 對提出的濾波天線進行仿真和優化，加工制作了實物并通過實驗測試進行驗證，結果表明，設計的天線具有良好的濾波特性、平穩的帶內增益和全向輻射特性。

1 天線設計

1.1 帶通濾波器

根據濾波器的綜合設計方法[14]設計了一個五階交指耦合帶通濾波器，選用紋波系數為0.1 dB 的五階切比雪夫型低通模型。通過HFSS 單腔仿真確定單個諧振器的尺寸之后，再用式(1)求得濾波器諧振器之間的耦合系數M。

式中，Mi,i+1是第i個與第i+1 個諧振器之間的耦合系數，gi和gi+1表示低通原型濾波器的歸一化電導值，FBW 為濾波 器相對帶寬，i為 正整數且i≤n-1，n指濾 波器的階數。已知低通原型的歸一化電導值：g1=g5=1.148 4，g2=g4=1.371 0，g3=1.976 5。根 據式(1)可求得相鄰諧振器之間的耦合系數：M1,2=M4,5=0.039 8，M2,3=M3,4=0.030 4。然而，使用 HFSS 軟件模擬兩個并置的對稱耦合的共振腔時，由于諧振腔之間的互耦效應，其固有頻率將會分裂成兩個新的頻率f1和f2，此時諧振器之間的耦合距離s為：

通過式(2)仿真計算得到的耦合系數M與相鄰諧振器間距s的關系如圖1 所示，從圖中可以直觀地看出，當s12=s45=1.51 mm，s23=s34=1.84 mm 時滿足設計要求。

圖1 耦合系數M 與諧振器間距s 的關系

帶通濾波器介質基板選用介電常數為2.2 的F4B 材料，厚度為0.5 mm。帶通濾波器的結構模型如圖2 所示，正面是5 個開路端和短路端交替擺放的諧振桿和兩個寬度為1.09 mm 的饋線，其中，諧振器短路端通過半徑為0.3 mm 的接地圓柱實現，背面是帶通濾波器接地板。濾波器S參數的仿真與測試結果如圖3 所示，從圖中可以觀察到，濾波器的中心頻率為2.44 GHz，-10 dB相對帶寬是6%(2.4 GHz～2.52 GHz)，通帶內插入損耗約為-0.6 dB，測試與仿真結果存在一定誤差，可能是因為測量精度等不可避免因素；通帶內反射系數優于-15 dB，同時可以看到濾波器邊緣陡峭，具有良好的頻率選擇性，S21在帶外100 MHz 處降到-40 dB 以下，仿真與測試結果具有較好的一致性。

圖2 濾波器結構圖

圖3 濾波器的仿真反射系數圖

1.2 濾波天線

天線的演變過程如圖4 所示，以天線1 所示的微帶天線為基礎天線，該天線工作在2.14 GHz～2.63 GHz，完全覆蓋帶通濾波器的工作頻帶，天線2 將上文設計的濾波器嵌入微帶貼片天線的饋線位置處與天線1 級聯，二者通過縫隙耦合連接且共用一個地平面，這不僅有效減小了電路的物理尺寸，同時實現了天線的濾波特性。但由于微帶貼片天線具有強諧振性質且濾波器和微帶天線端口不匹配，天線系統的S11不符合工作帶寬要求。為了獲得更好的帶內阻抗匹配，天線3 在輸入饋線前端添加了一個橫向矩形貼片，同時在天線與濾波器耦合連接處添加一段耦合傳輸線，天線的性能隨耦合距離s3大小變化的趨勢如圖5 所示，從圖中可以看到，s3從0.05 mm逐漸增大時，匹配開始變好，增至0.1 mm，再增大到0.15 mm 時，諧振點向上，匹配變差，所以選擇0.1 mm。天線2 和天線3 的對比仿真結果如圖6 所示，匹配良好的狀態下，天線仿真的工作頻帶為2.31 GHz～2.55 GHz。經過優化后的濾波天線結構如圖7 所示，主要尺寸參數如表1 所示。

表1 濾波天線的參數

圖4 濾波天線演變過程

圖5 s3 對天線性能的影響

圖6 天線演變過程的S11 對比

圖7 濾波天線結構圖

2 仿真與測試

加工制作的天線實物圖如圖8 所示，天線印刷在F4B 介質基板上，介電常數為2.2，基板厚度為0.5 mm，正面是帶通濾波器和微帶貼片天線的集成，底面是接地面。天線輻射方向圖和增益通過室外遠場測量獲得，測量環境如圖9 所示，測試中發射天線和接收天線實際距離為200 m。

圖8 濾波天線實物圖

圖9 室外遠場測試圖

2.1 S 參數和增益

濾波器天線的S11及增益頻率的關系曲線如圖10 所示，S11和增益分別用型號為E8361C 的矢量網絡分析儀和N9030A 的頻譜儀測試得到，其中實線為模擬曲線，虛線為實際測量曲線，仿真值與測量值較為一致。濾波天線的阻抗帶寬為2.31 GHz～2.56 GHz，相對帶寬約為10.3%，帶內平均增益在2.1 dBi 左右，通帶邊緣增益下降明顯，具有良好的頻率選擇性。但由于襯底F4B 在該頻率下引入了較大的介電損耗，濾波天線的增益不是很高。仿真與測試結果之間存在一定的差異，這種差異可能是由于加工誤差或者其他外界環境的影響所造成的，也有可能是因為測量精度不夠等不可避免因素。

圖10 濾波天線S11 和增益的仿真與測試結果圖

2.2 輻射方向圖

濾波天線在2.44 GHz 處E面和H面的輻射方向圖如圖11 所示，實線是模擬仿真值，虛線是實驗測量所得值。其中，E面呈全向輻射狀態，平均增益為2.1 dBi，不同圓度變化在0.3 dBi 以內，H面輻射方向圖呈“8”字形，與單極子天線相似。模擬值與測量值的誤差主要來源于測試設備老化、天線加工的精度誤差以及測試當天室外自由場環境的影響等。

在表2 中，將本文的設計與其他已發表的平面濾波天線進行了對比。從表2 中可以看出，本文提出的濾波天線在帶寬和小型化方面較有優勢，并且采用了單層平面結構。與文獻[11]中的單層貼片天線相比，本文提出的濾波天線的帶寬和平均增益都有所提高，同時，由于寬度和厚度較小，該天線的平均增益略低于文獻[8]中的單層天線，但并不影響該設計的整體效益。

表2 本文設計的濾波天線與之前工作的對比

3 結論

本文用濾波天線綜合設計方法設計了一款適用于WLAN 2.4 GHz 頻段的小型化低剖面全向濾波天線，這種天線不僅達到了寬帶天線的相對帶寬要求，實現穩定的全向方向輻射，而且通過引入交指耦合帶通濾波器得到了良好的帶外抑制效果和較高的頻率邊緣選擇性。通過對天線進行加工和測試得到該濾波天線工作在2.31 GHz～2.56 GHz，實現了10.3% 的相對帶寬和超過-15 dBi 的帶外抑制性能，通帶右側有一個傳輸零點，提高了天線的選擇性。除此之外，相較其他已有的微帶濾波天線，本文設計的天線中間沒有填充任何空氣層，具有良好的輻射性能和選頻濾波效果，同時該濾波天線剖面高度低、結構簡單緊湊，在無線通信系統中有廣泛的應用前景。