基于陶瓷電容絕緣子的能量采集方法

黃繼盛，劉紅文，楊慶

（1.云南電網有限責任公司臨滄供電局，云南 臨滄 677000；2.云南電網有限責任公司電力研究院，云南 昆明 650217；3.重慶大學電氣工程學院高壓工程與電氣新技術重點實驗室，重慶 400000）

0 前言

近年來，配電網規模越來越大，電網結構也越來越復雜。配電網對電能質量和可靠性的要求不斷提高。中壓線路易受雷擊和操作過電壓的影響，可能導致設備損壞和電網事故。然而，輸電線路的過電壓監測一直是過電壓監測領域的一個難題[1]。隨著陶瓷電容器絕緣子在配電柜帶電監測中的廣泛應用，為輸電線路的過電壓監測提供了參考。然而，輸電線路過電壓監測要解決的第一個問題是監測裝置的電源[2]。盡管監測裝置不需要高功率和高電壓，但在輸電塔附近沒有合適的現成電源可直接向監測裝置供電[3]。目前，監測設備的供電方式主要有太陽能電池混合電源[4-6]、激光電源[7]、電流互感器電源[8-10]等，太陽能電池供電主要受天氣、使用壽命和運行維護成本的限制。激光功率主要受電源、成本和使用壽命的影響。電流互感器供電受電網電流影響較大，從輸電線路獲得的電能很難輸送到鐵塔上。提出了一種基于陶瓷電容絕緣子的在線能量采集方法。陶瓷電容器由于絕緣強度高、體積小、頻率特性好，被封裝在絕緣體內部，與輸電線路長期直接電氣連接。該方法能為過電壓采集裝置提供穩定的電能，同時研究了陶瓷電容值參數和能量采集電路，提高了能量采集裝置的輸出效率。

1 能量采集裝置設計與測試

分析在線能量采集方法利用電容分壓原理，將線路電壓分為高壓電容和低壓電容，然后通過隔離變壓器將后續電路與一次電路進行電氣隔離，以避免偶爾同時接觸帶電體和大地的危險。最后通過開關電源整流濾波得到所需電壓，滿足配電網監控設備的正常工作要求。能量采集裝置的原理如圖1所示。

圖1 能量采集裝置

高壓陶瓷電容器直接與高壓配電網線路接觸，從高壓回路中獲得電能，然后利用電容分壓原理從低壓電容器兩端取電。

在上式中，U是配電網的架空線電壓，K是分壓比，C1和C2是陶瓷電容器，可以根據實際情況進行調整。

為了驗證該方案的可行性，選用4 nF高壓陶瓷電容器C1和80 nF低壓陶瓷電容器C2制作出符合要求的陶瓷電容器絕緣子，并對電容器進行相應的耐壓試驗[2]，如圖2所示。

圖2 陶瓷電容絕緣體

開關電源模塊輸出功率小，采用RCC單端抗攻擊設計方案，主要包括：輸入整流濾波、吸收電路、啟動反饋電路、過壓過流保護電路和輸出整流濾波，系統的總體拓撲結構如圖3所示。

圖3 開關電源拓撲結構

系統輸入電壓為220 V，動態范圍為120~300 V。寬動態范圍輸入的目的是適應無隔離變壓器情況下架空線路單相接地短路故障狀態的長期線電壓過電壓輸入。通過橋式整流濾波將輸入的交流電壓轉換為直流電壓，作為開關電源的輸入直流電壓。當輸出直流電壓為12 V時，最大輸出功率可達2 W。

根據原理圖1，搭建了如圖4所示的10 kV現場實驗平臺，并在單相高壓線路上進行了功率采集實驗。

圖4 10 kV能量實驗臺

測試采用ITECH公司生產的IT8511A數顯可編程直流電子負載。該裝置具有高密度、高分辨率和高精度的特點。具有動態測試、自動測試等多種測試功能。它可以測試開關電源的輸出功率。實驗結果如圖5所示。

圖5 輸出功率測試結果

在測試過程中，輸出電壓穩定在12 V，通過調節負載電阻來測試單相線的功率采集。負載與輸出功率的關系如表1所示。

表1 負載與輸出功率的關系

從表1可以看出，當輸出電壓為12 V時，負載電阻從220 ?降低至70 ?，輸出功率的變化與負載成反比，從0.62 W增加到2.03 W。趨勢圖如圖6所示。

圖6 負載與輸出功率的關系

當負載電阻繼續從70 ?，隔離變壓器一次輸入電壓迅速下降，其主要原因是受到陶瓷電容器C1和C2的影響。當負載變化時，隔離變壓器的電感也隨之變化。當電感和電容C1、C2達到或接近諧振時，輸出功率最大，超過諧振點，輸出功率迅速減小。開關電源崩潰是因為它不能支持負載所需的電源。

2 能量獲取效率研究

從前面第一章的分析可以看出，合理的參數選擇和電路設計對輸出功率有很大的影響。本部分利用PSCDA/EMTP軟件搭建10 kV電路仿真平臺，研究影響輸出功率的因素，如圖7所示。負荷由100 ?來代替電阻，隔離變壓器選擇400/24的比率。

圖7 10 kV電路仿真平臺

2.1 電容值對能量獲取的影響效率

能量采集電路將高壓小電流轉換為低壓大電流，最終提供數瓦的輸出功率，為在線監測裝置或其他負載充電。將電容器C1、C2串接，低壓電容器C2與變壓器并聯，變壓器直接從10 kV輸電線路上取電，然后將電壓轉換成低壓直流電壓，經橋式整流、電容濾波等方式向負荷供電，電壓調節器并聯調節和DC-DC轉換。當C1選擇4 nF，C2選擇80 nF，即分壓比為20:1時，有約300 V以工頻供電給后續回路。通過對電路的仿真，得到了輸出電壓和電流的波形。

圖8顯示了電路的輸出電壓和電流?？梢姰斴d荷為100 ?時，該電路的輸出電壓約為11.6 V，輸出電流約為116 mA，理論輸出功率約為1.35 W。電路中C2上的電壓作為功率采集模塊的輸入電壓，分壓器電路的電流主要由電容C1的漏電流決定。電容器C1的容量越大，可以輸出的功率就越大[1]輸出功率的大小與電容器C1和C2的大小密切相關。將電容分壓比保持在20:1，通過改變高壓電容和低壓電容的值，研究其與輸出功率的關系。

圖8 輸出電壓和輸出電流

如圖9所示，當高壓電容器C1為2 nF時，輸出功率為0.42 W，當C1為7 nF時，輸出功率為2.02 W，且輸出功率隨陶瓷電容器值C1的增大而增大，且正相關。但隨著陶瓷電容器容量的增大，相應的生產成本增加，陶瓷電容器絕緣子的體積也相應增大。因此，應根據實際負載要求選擇合適的陶瓷電容器。

圖9 高壓電容器C1與輸出功率的關系曲線

2.2 電路設計對能量采集效率的影響

從上節現場測試分析可以看出，當電路產生諧振時，此時輸出功率最大。因此，可以設計電路，例如將隔離變壓器與一個電感串聯或將兩個相同的隔離變壓器串聯，使電路達到諧振，從而提高電路的效率。

1）由于隔離變壓器的比率為20:1，因此在隔離變壓器的二次側選擇串聯的小電感器L更為實際。模擬電路圖如圖（10）所示。

圖10 串聯電感電路仿真平臺

當電容器C1和C2分別為4 nF和80 nF時，此時負載的輸出電壓和輸出電流通過在隔離變壓器的二次側串聯一個0.2 H的小電感獲得，如圖11所示。

圖11 串聯電感時的輸出電壓和輸出電流

圖11顯示了當隔離變壓器的二次側串聯電感時，能量采集電路的輸出電壓和輸出電流。從圖11可以看出，當載荷為100 ?，能量采集電路的輸出電壓約為15.2 V，輸出電流約為152 mA。輸出功率約為2.31 W。

改變電感值的大小，得到輸出功率和電感值之間的關系，如圖12所示。

圖12 輸出功率與電感值曲線

從圖12可以看出，當電容C1和C2分別為3 nF和60 nF時，串聯電感為0.35 H，最大輸出功率約為2.31 W，電容C1和C2分別為4 nF和80 nF，串聯電感為0.2 H。最大輸出功率約為2.31 W，電容器C1和C2分別為5 nF和100 nF，串聯電感為0.15 H，最大輸出功率約為2.25 W。從趨勢上可以看出，當電容值一定時，可以串聯固定電感，使能量采集電路接近或達到諧振狀態，此時輸出功率最大，串聯電感值與電容量呈負相關。當電路不串聯電感時，輸出功率分別為0.89 W、1.35 W和1.69 W，能量采集效率明顯提高。

2）將兩個相同的隔離變壓器串聯在電路上，得到如圖13所示的能量耗散電路的模擬圖。

圖13 兩臺隔離變壓器串聯時的電路仿真平臺

當電容器C1和C2為4 nF和80 nF時，得到此時負載的輸出電壓和輸出電流，如圖14所示。

圖14 兩臺隔離變壓器串聯時的輸出電壓和輸出電流

圖14顯示了兩個隔離變壓器串聯時電路的輸出電壓和電流。從圖14可以看出，當載荷為100 ?，能量采集電路的輸出電壓約為12.7 V，輸出電流約為127 mA，理論輸出功率約為1.61 W。改變電容值，得到單臺隔離變壓器和兩臺隔離變壓器串聯時的輸出功率關系，如圖15所示。

圖15 單隔離變壓器和雙隔離變壓器的輸出功率比較

從圖15可以看出，兩臺串聯的隔離變壓器的輸出功率高于單臺隔離變壓器，但能量獲取效率遠低于二次側串聯電感的隔離變壓器。因此，建議在隔離變壓器的二次側采用串聯電感，以有效提高能量采集裝置的能量耗散效率。

3 結束語

為解決過電壓監測裝置的供電問題，進行了陶瓷電容——絕緣子能量采集裝置的實驗和能量采集電路的仿真，得到以下結論：

1）提出了一種利用電容分壓器原理將陶瓷電容器封裝在絕緣體內部并進行在線能量提取的方法。

2）通過現場實驗，電容為4 nF/80 nF的陶瓷電容絕緣子單相電路可為過電壓監測裝置提供高達2 W的功率。

3）當隔離變壓器的二次側串聯電感和兩個隔離變壓器串聯時，輸出功率高于單個隔離變壓器的輸出功率。

4）當隔離變壓器的二次側串聯電感時，能量采集裝置的輸出功率高于兩臺隔離變壓器，建議在隔離變壓器的二次側采用串聯電感，有效提高能量采集裝置的能量耗散效率。