雙極化復用信號的接收技術研究

唐婷

（中國西南電子技術研究所，四川成都 610036）

未來通信衛(wèi)星將逐步發(fā)展為性能全面的大衛(wèi)星，在數(shù)據(jù)采集、導航、通信等方面實現(xiàn)高性能、高效率。為滿足高速數(shù)據(jù)傳輸需求，提升通信系統(tǒng)容量常用的技術手段包括高階調制體制[1-5]、雙極化傳輸[6-10]等。

雙極化傳輸是利用水平極化和垂直極化，在同一頻帶內實現(xiàn)兩路信號的傳輸。理想情況下兩路極化信號相互正交，完全獨立互不干擾。然而由于信道非理想特性、雨衰、天線隔離度等因素，雙極化傳輸?shù)膬陕沸盘柌辉偻耆唬钦坏膬陕沸盘栂嗷セ殳B干擾，被稱之為交叉極化干擾（XPI，Cross-Polarization Interference）[10]。

極化交叉干擾信號的存在導致主信號信噪比降低，性能惡化。交叉極化干擾對消（XPIC，Crosspolarization Interference Canceller）技術[11-12]通過對接收到的兩路信號進行處理，消除干擾信號，提高接收信號質量。隨著極化復用技術在數(shù)傳領域中的應用，交叉極化干擾對消技術開始應用于數(shù)傳接收機。交叉極化干擾對消技術可分為射頻、中頻、基帶三種技術途徑，射頻XPIC 需要增加復雜的射頻電路，導致天線設計難度增加、系統(tǒng)復雜度提高，目前并未被廣泛應用。中頻XPIC 對消通過乘累加器、積分清零器和移動平均MA 的結構進行相關系數(shù)估計。該方案的優(yōu)點是信號無需載波恢復和時鐘同步，缺點是運算量較大，特別適用于全數(shù)字高速解調器[13]。基帶XPIC 由于簡單易實現(xiàn)的優(yōu)點得到廣泛研究[14-16]。文獻[16]介紹了一種基帶極化對消方案，解調后的基帶信號通過自適應算法訓練濾波器系數(shù)，達到消除干擾的目的。該方案可對不同頻率、調制方式的信號實現(xiàn)極化對消。但當接收鏈路的下變頻本振頻率不同源時，卻無法實現(xiàn)交叉極化對消。

該文針對實際接收鏈路中存在的本振頻率不同源現(xiàn)象，對文獻[16]方案進行改進，在交叉極化對消模塊前面增加頻率補償模塊，通過頻率補償模塊消除參考信號與干擾信號間的頻差，使得進入極化對消模塊的干擾信號與參考信號頻率相同，從而利用干擾信號和參考信號二者無頻差消除干擾信號的目的，該方法無需下變頻本振頻率同源，可通過交叉極化干擾對消有效減少交叉極化干擾帶來的誤碼率惡化。

1 極化干擾模型

極化發(fā)射天線發(fā)射兩個相互正交的極化信號，接收端極化分路器對雙極化信號進行分離。理想情況下水平極化與垂直極化信號在傳輸過程中相互正交。但在實際通信時，受無線信道非理想特性、天線隔離度等因素影響，導致極化信號方向發(fā)生偏移，在同極化方向上也存在交叉極化信號的分量，稱之為XPI[5]。

如圖1 所示，Vt是發(fā)射的垂直極化信號，Ht是發(fā)射的水平極化信號，Vr是接收的垂直極化信號，Hr是接收的水平極化信號，F(xiàn)HV和FVH為交叉極化干擾的傳輸函數(shù)。

圖1 交叉極化干擾模型

接收信號表示為：

理想情況下，Vr中包含的信號分量只有Vt信號，Vt中包含的信號分量只有Vr，即FHV=0、FVH=0 ；實際通信中，Vr包含了Vt和Ht信號分量，同時Hr也包含了Vt和Ht信號分量，即FHV≠0、FVH≠0。

Vt、Ht為BPSK、QPSK、8PSK 等調制信號，可表示為：

其中，ω1是Vt的中心頻率，ω2是Ht的中心頻率，θ1(t)是Vt的相位調制信息，θ2(t)是Ht的相位調制信息。

天線接收到信號后對信號進行分離，分別將兩路信號送至不同的下變頻鏈路，變頻至中頻。設下變頻鏈路1 的變頻頻率為ω3，下變頻鏈路2 的變頻頻率為ω4，下變頻獲得中頻信號x1(t)和x2(t)，表達式如下：

2 極化對消設計

高速解調器通常為用于寬帶調制信號的接收設備，對于無極化干擾的信號，分別對x1(t)和x2(t)進行獨立解調，即可獲得接收數(shù)據(jù)。對于具有XPI 的信號，受XPI 信號的影響，解調性能下降，需要采用XPIC 技術對XPI 進行消除，以降低極化干擾的影響。

具備XPIC 功能模塊的高速解調器如圖2 所示，x1(t)是解調主信號，x2(t)是解調參考信號，對x1(t)信號進行正常解調。x1(t)模擬中頻信號首先通過高速ADC 轉換為數(shù)字信號，解調功能在數(shù)字域處理完成，包含數(shù)字下變頻、載波恢復環(huán)路、時鐘同步環(huán)路，獲得基帶主信號。x2(t)的處理流程包含數(shù)字下變頻1、數(shù)字下變頻2、內插三個步驟，獲得基帶參考信號。其中數(shù)字下變頻1 與x1(t)的數(shù)字下變頻處理完全相同，其作用是將中頻信號搬移到基帶；數(shù)字下變頻2 的變頻頻率來源于x1(t)的載波恢復環(huán)路，頻率隨著環(huán)路變化，其作用是保持參考信號與干擾信號載波頻率的一致性；內插時鐘來源于x1(t)的時鐘同步環(huán)路，時鐘隨著環(huán)路變化，其作用是保持參考信號與干擾信號采樣時刻的一致性。

圖2 交叉極化干擾對消設計框圖

圖3 改進的交叉極化干擾對消設計框圖

交叉極化對消模塊通常采用盲均衡算法搜索對消系數(shù)，首先構造代價函數(shù)，然后利用基于Bussgang技術的盲均衡算法反饋調整對消系數(shù)，逼近代價函數(shù)極小值，從而達到消除XPI 的目的。

根據(jù)上述設計方案，結合式（3），進入交叉極化干擾對消模塊的信號為：

其中，nTb是采樣判決點。

如果下變頻本振同源，即ω3=ω4，則x2(n) 表示為：

對比式（5）與式（4），x1(n)中的干擾與x2(n)參考信號相同，因此通過自適應濾波算法計算對消系數(shù)，即可實現(xiàn)極化干擾對消。

如果下變頻本振不同源，即ω3≠ω4，則對比式（5）與式（4），x1(n)中的干擾與x2(n)參考信號不相同，無法通過自適應濾波算法計算對消系數(shù)，達到對消目的。

3 改進的極化對消設計及實現(xiàn)

XPIC 的前提條件是x1(n)的干擾與x2(n)參考信號相同，如果系統(tǒng)沒有進行同源設計，則ω3與ω4具有一定的頻差，對于Ka 頻段衛(wèi)星信號，頻差可能達到幾十兆赫茲。由于x1(n)的干擾與x2(n)參考存在頻差，因此無法通過x2(n)直接消除x1(n)中的干擾信號，上節(jié)中的方案將失效。

該設計采用頻率搜索的方式獲取頻差ωd。頻率搜索如式（7）所示：

頻率搜索功能實現(xiàn)包含頻率產生模塊、積分模塊、搜索模塊各一個。頻率產生模塊作用是產生步進為ωΔ的頻率信號；積分模塊的作用是對進行積分；搜索模塊的作用是搜索最大積分功率。當kωΔ=ω4-ω3時，積分功率最大。

搜索完成后，獲得積分功率最大時的頻率，將該頻率送入頻率補償模塊，消除參考與干擾之間的頻差，此時x2(n) 中的參考信號與式（5）表達式一致。此時進入極化對消模塊，可實現(xiàn)XPIC。

高速解調器實現(xiàn)選用ADC+FPGA 架構，ADC 選用E2V 公司的EV10AQ190VTPY 芯片，該芯片支持最高5 Gsps 采樣速率，采樣精度10 bit，可支持800 Msps 寬帶信號解調。解調FPGA 選用深圳國微的SMQ7VX690TFFG192。主信號x1(t) 正常進行載波恢復和時鐘同步[13]，參考信號通過下變頻、內插、頻率搜索、頻率補償?shù)饶K處理，最后進入交叉極化干擾對消模塊。

交叉極化干擾對消選用CMA+LMS 算法，根據(jù)代價函數(shù)取值自動切換兩種算法，具體方法是代價函數(shù)判決設置兩個判決門限R1和R2，當代價函數(shù)取值大于R1時，選用CMA 算法；當代價函數(shù)取值小于R2時，選用LMS 算法。FPGA 資源消耗如圖4所示。

圖4 FPGA資源消耗

4 測試結果

搭建測試環(huán)境，對上述高速解調器進行性能測試，如圖5 所示。通過兩個信號源分別模擬垂直極化信號和水平極化信號，信號源輸出的中頻信號經上變頻器搬移到射頻。垂直極化射頻信號通過分路器分為兩路，一路直接送至合路器，一路衰減后送至水平極化鏈路。水平極化射頻信號進行同等處理。合路器1 將垂直極化信號和衰減后的水平極化信號合成，產生具有極化干擾的垂直極化鏈路信號；合路器2 將水平極化信號和衰減后的垂直極化信號合成，產生具有極化干擾的水平極化鏈路信號。其中，信號源、上變頻器、下變頻均不同源。

圖5 測試環(huán)境框圖

測試1：設置信號源1 輸出QPSK 1 000 Mbsp、中心頻率1.2 GHz、數(shù)據(jù)源為PN11；信號源2 輸出QPSK 1 000 Mbsp、中心頻率1.2 GHz、數(shù)據(jù)源為PN31；衰減器衰減為10 dB。圖6 是QPSK 的測試誤碼率曲線圖，從圖中可知在上述測試環(huán)境下文獻[16]方案與無XPIC 情況相比，誤碼率無明顯改善；極化對消改進設計（該文方法）與無XPIC 情況相比，誤碼率有明顯改善；與XPD=0 相比，惡化約0.5 dB。

圖6 QPSK誤碼率曲線

測試2：設置信號源1 輸出OQPSK 800 Mbsp、中心頻率1.2 GHz、數(shù)據(jù)源為PN11；信號源2 輸出OQPSK 800 Mbsp、中心頻率1.2 GHz、數(shù)據(jù)源為PN31；衰減器衰減為10 dB。圖7 是OQPSK 的測試誤碼率曲線圖，從圖中可知在上述測試環(huán)境下文獻[16]方案與無XPIC 情況相比，誤碼率無明顯改善。極化對消改進設計（該文方法）與無XPIC 情況相比，誤碼率有明顯改善；與XPD=0 相比，惡化約0.7 dB。

圖7 OQPSK誤碼率曲線

測試3：設置信號源1 輸出8PSK 1 500 Mbsp、中心頻率1.2 GHz、數(shù)據(jù)源為PN11；信號源2 輸出8PSK 1 500 Mbsp、中心頻率1.2 GHz、數(shù)據(jù)源為PN31；衰減器衰減為13 dB。圖8 是8PSK 的誤碼率曲線圖，從圖中可知在上述測試環(huán)境下文獻[16]方案與無XPIC情況相比，誤碼率無明顯改善；極化對消改進設計（該文方法）與無XPIC 情況相比，誤碼率有明顯改善；與XPD=0 相比，惡化約1.2 dB。

圖8 8PSK誤碼率曲線

5 結論

該文介紹了一種改進的交叉極化干擾對消方法，該方法增加了頻率搜索模塊，用于計算不同本振引入的頻差，并通過頻率補償模塊進行補償。測試結果表明，與無XPIC 的解調方案相比，該方法可有效提升交叉極化干擾信號的解調性能。

同時從測試結果可知XPIC 不能完全消除交叉極化干擾帶來的性能惡化，如何進一步降低交叉極化干擾對信號解調的影響，將是下一步研究的重點。