基于漏縱波模式的高頻寬帶低插損濾波器設計

王 巍,張 迎,王 方,滕洪菠,丁 輝,郭家成,吳 浩

(重慶郵電大學 光電工程學院/國際半導體學院,重慶 400065)

0 引言

聲表面波(SAW)濾波器具有小型化、低成本、可靠性高及性能好等特點,成為了智能手機中不可或缺的元件。在第五代移動通信系統(5G)的傳播和下一代通信系統的開發中,提出了SAW器件具有高頻、大帶寬、低損耗[1]的要求。雖然SAW器件已廣泛應用于無線通信中,工作在3～6 GHz高頻下SAW濾波器的設計仍具有挑戰性。2017年,村田團隊提出的I.H.P.SAW(incredible high-performances SAW)可在超過3 GHz的頻率中工作,且其性能可與體聲波(BAW)器件媲美[2-4]。此后,更多的團隊開始研究基于聲反射鏡結構的SAW器件。

大多數寬帶SAW器件都是使用水平剪切(SH)極化波,這是因為SH-SAW的機電耦合系數較大,更適合大寬帶濾波器設計[1,5]。通常用YX切- LiNbO3(LN)激發SH波,以提供最大的機電耦合系數值。已有研究表明,在LN上的漏縱波(LLSAW)顯示了其高速的特質,可實現高頻工作,同時也有較大的機電耦合系數[6-7]。與傳統SAW相比,X切-LN上的LLSAW傳播損耗較大,且其溫度系數較差,所以未應用于移動手機中[8]。2018年,村田團隊將LLSAW和聲反射鏡結構相結合,提高了器件性能,為未來高頻器件的設計提供了可選擇的路徑[9]。

本文設計了一種采用多層膜結構的LLSAW濾波器。通過理論分析確定諧振器的基本結構,再通過對電極參數、聲反射鏡層數和級聯結構的優化設計,充分抑制帶內雜散,進而得到高頻寬帶、低插損濾波器。

1 諧振器設計

圖1為多層膜結構的LLSAW的波導結構。其主要包含了叉指換能器(IDT)、LiNbO3壓電薄膜、多層聲反射鏡和Si基底。多層聲反射鏡由低聲阻抗層和高聲阻抗層交替組成,可以反射向下泄漏的波,將泄漏的能量盡可能地限制在表面以提高品質因數。本文中低聲阻抗層是SiO2,高聲阻抗層是Pt。SiO2不僅可作為低聲阻抗層,也可作為溫度補償層。與AlN相比,Pt的聲阻抗較大,傳輸系數較小,用其構成的SAW器件的阻帶寬度較大[8,10]。

圖1 LLSAW波導結構

1.1 諧振器參數

SAW諧振器的器件參數包含孔徑W、電極厚度h、金屬化率η、IDT對數Nt、反射柵對數NR、壓電薄膜的厚度hLN、歐拉角(ψ,θ,φ)等。本文主要針對電極分析研究其各項參數對雜散抑制的影響。由于LLSAW在孔徑方向無位移,且電極厚度遠小于孔徑。因此,本研究中模型都在二維中實現。圖2為諧振器的2D模型示意圖。圖中,叉指周期λ=2p,金屬化率η=a/p,其中,p為叉指間距,a為金屬電極的寬度?；疑珵镮DT輸入端口,黑色為IDT輸出端口,所激發的波沿x方向傳播。器件的襯底最下方有完美匹配層(PML),最底端添加了固定約束條件。表1為設置諧振器的原始參數。表中,N為聲反射鏡的周期,以1個低聲阻抗層和1個高聲阻抗層為單個周期。

表1 諧振器參數

圖2 諧振器2D模型

1.2 諧振器的分析研究

根據表1器件參數在COMSOL中構建2D等效模型,首先研究Al電極的金屬化率選取。圖3為不同 Al 電極金屬化率下的導納曲線。反射柵的金屬化率仍為0.5。由圖3可看出,隨著η不斷減小,在低于諧振頻率附近其導納曲線的鋸齒狀越少,曲線越平整。其諧振頻率先不斷變高,然后在η=0.2時變低;而反諧振頻率也是先不斷變高,在η=0.3時變低。當η=0.4時,諧振頻率和反諧振頻率的尖峰差值較大,則其品質因數(Q)值更大;當η=0.5時,諧振頻率和反諧振頻率的差值較大,最終的濾波器帶寬也會較大,但與η=0.4時相比,相速度較小。設計者針對性能關鍵指標,綜合選擇合理參數。由于本研究要達到高頻,故選取η=0.4更優。

圖3 不同金屬化率的導納曲線

分別研究Nt、NR改變對器件的影響。圖4為不同Nt的導納曲線圖。由圖可看出,導納曲線的平整度與Nt呈正相關,且Nt的增加使諧振頻率逐漸變高,分數帶寬也增加,導納曲線整體上移。當Nt≥80時,曲線較平坦,諧振頻率附近的雜散基本被抑制。由于濾波器由多個諧振器組成,其Nt總和數量大,雜散基本被抑制。在實際應用生產中,考慮到器件小型化的要求,故而諧振器IDT的對數不宜過多。隨著濾波器級聯數量的增加可略減少IDT數量。

圖4 不同Nt的導納曲線圖

圖5為不同反射柵對數的導納曲線圖。由圖可看出,NR對相速度和分數帶寬基本無影響。當NR=5、10時,低于諧振頻率附近的雜散幅值較小,雜散得到抑制。當NR=5時,雖然曲線較平滑,但在諧振頻率處有一尖峰雜散。由于梯形濾波器是由串并聯諧振器級聯組成,受級聯效應影響,一階濾波器的通帶內會出現相應的雜散,因此進一步對NR=5～10進行研究。

圖5 不同NR的導納曲線圖

諧振頻率附近的雜散響應主要影響串聯諧振器的插入損耗,進而影響濾波器的插入損耗。圖6為不同NR串聯諧振器的S21曲線。同時,雜散響應主要影響諧振頻率點和2 750～2 795 MHz頻率段。其中當NR=7、8、9,頻率為2 795 MHz時,插入損耗的絕對值大于3 dB。由圖可見,只有NR=6時,插入損耗的絕對值均未超過2 dB。由于諧振器的雜散響應將影響濾波器的通帶平整度,甚至是濾波器的濾波功能,因此取NR=6較優。綜上分析可見,Nt、NR對器件影響較大,尤其對通帶平整度影響較大。

圖6 NR=5～10的串聯S21曲線圖

對聲反射鏡周期數N進行分析,圖7為傳統SAW結構和聲反射結構的表面位移圖。由圖可看出,聲反射鏡結構的表面能量位移主要在表面0.5λ內,而傳統結構的表面能量向下位移遠大于0.5λ。這是由于中高聲速層和低聲速層形成反射鏡,將向下泄漏的能量反射到結構表面。圖8為不同周期下的導納曲線。由圖可看出,當N<2時,曲線基本無雜波;當N≥2時,在低于諧振頻率段出現鋸齒波,這是由于反射層中Pt層為導電材料,與LiNbO3壓電層上的Al電極發生電容耦合。諧振頻點和反諧振頻點的尖峰差值增大,且導納曲線基本重合,說明器件的性能基本不受聲反射層周期影響。因此,本文設置聲反射鏡周期N=2,在確保能量被限制在表面的基礎上也保持了導納曲線的平坦。

圖7 表面位移圖

圖8 聲反射層不同周期下的導納曲線圖

2 梯形濾波器設計

綜上所述,確定諧振器參數如表2所示,并在COMSOL中構建2D模型,并通過梯形級聯方式搭建一階濾波器。

表2 諧振器參數

設計得到串聯諧振器(S)和并聯諧振器(P)的阻抗曲線圖如圖9(a)所示。并聯諧振器的反諧振點和串聯諧振器的諧振點在3.5 GHz基本重合,濾波器實現了高頻濾波。其中串、并聯諧振器的品質因數分別為2 754.4, 2 572.15,降低了能量損耗。串、并聯諧振器的機電耦合系數分別達到14.9%和15%,分數帶寬(FBW=(fa-fr)/fr[10])均達到6.9%,保證了濾波器的大帶寬。圖9(b)為一階濾波器的插入損耗曲線。由圖可看出,通帶中雜散尖峰值均低于-3 dB。雜散響應得到抑制,保證了濾波器通帶內的平坦。由圖9(a)可看出,在串聯諧振器的阻抗曲線中,低于諧振頻率的頻段附近出現大量雜散響應,與圖9(b)的插入損耗曲線雜散響應出現的位置相對應。因此,濾波器的雜散響應主要是受串聯諧振器的影響。

圖9 諧振器阻抗曲線和濾波器頻率響應曲線

濾波器常用的梯形拓撲結構分為普通型和鏡像型。圖10為不同拓撲結構的頻率響應。由圖可知,鏡像T型和鏡像π型結構分別優化了普通結構的高、低頻處的凹陷,但帶寬相對縮小,帶外抑制降低。由于雜散響應主要是由串聯諧振器引起,鏡像T型結構等效于增添并聯諧振器,而鏡像π型結構等效于增添串聯諧振器。因此,鏡像T型結構更能抑制雜散響應,保證了濾波器的濾波功能和通帶平坦。

圖10 四階濾波器頻率響應曲線圖

本文選用鏡像T型結構設計得到的濾波器中心頻率為3 545 MHz,-3 dB帶寬為274 MHz,帶內插入損耗為-1.416 dB,其通帶內的雜散響應均小于-3 dB,帶外抑制大于-30 dB。

3 結束語

通過研究電極各項材料及結構參數對諧振器特性的影響,設置Al電極的金屬化率η=0.4,IDT叉指電極對數Nt≥80,反射柵對數NR=6,不僅可獲得高Q值,同時降低了雜散響應對通帶的影響,使通帶更趨于平坦。當由低、高聲阻抗層交替排列構成的多層反射鏡的周期N=2時,多數能量被限制在器件表面。通過級聯不同叉指對數的諧振器,并基于鏡像T型結構設計的LLSAW濾波器中心頻率為3 545 MHz,插入損耗為-1.416 dB,-3 dB帶寬為274 MHz,帶外抑制大于-30 dB。