級聯式低頻觸發器信號的抗干擾傳輸研究

陳志飛

(中微半導體(上海)有限公司,上海 201306)

0 引言

低頻觸發器又稱激勵器或喚醒器,由發射場發射帶載波數字信號。低頻觸發器通過幅度鍵控(amplitude shift keying,ASK)調整技術與曼切斯特編碼技術發射數字信號,可用于水下、地下、汽車、金屬等環境。這些數字信號可以被特定的設備或有源標簽解碼,進而還原為原始的數字信號,從而實現信息的傳遞和接收。低頻觸發器直接發送基帶數字信號?；鶐底中盘柾ㄟ^無線或纖維通道長途傳輸時,會產生一定的干擾,從而影響信號傳遞。

陳靜等[1]研究了一種導航信號頻域干擾抑制方法。該方法在傅里葉變換的基礎上,通過加窗、混疊和數字自動增益控制等方法干擾頻域,以達到信號抗干擾的目的。但是該方法易受不同干擾源的影響而導致同步信號傳輸效果較差。馮建利[2]研究了基于跳頻技術的調頻連續波(frequency modulated continuous wave,FMCW)雷達超寬帶調頻抗干擾方法。該方法可以很好地解決差頻信號的頻譜混疊問題。但是由于級聯式低頻觸發器是自動執行的,其控制信號隨機性較高,導致該方法應用后不能保證較高的同步信號傳輸正確率。ADIL[3]提出了一種應用于全雙工系統的數字自干擾信號消除方法。但是該方法受到干擾信號帶寬以及不同干擾源的影響較大。MARUTA[4]利用大規模天線陣列的自由度來抑制用戶間干擾和小區間干擾,并基于數據輔助樣本矩陣反演的多模算法和最小均方誤差權重推導,成功地實現干擾抑制。受級聯式低頻觸發器同步控制過程中直通現象的影響,該方法傳輸效果較差。

級聯式低頻觸發器運行過程中,受并聯運行級聯式低頻觸發器產生的脈沖干擾以及運行環境中的噪聲干擾等多種干擾源的影響,其信號傳輸效果較差。其中,噪聲是主要的干擾源。在噪聲干擾影響下,觸發器電路可能會錯誤地將噪聲信號識別為實際信號,產生誤報或誤觸發現象從而陷入死區,造成輸出信號不穩定的問題。因此,為了優化級聯式低頻觸發器同步控制信號傳輸效果、減少噪聲干擾對信號傳輸的影響,本文提出了新的抗干擾傳輸方法。該方法在利用變換觀測矩陣分離正常信號和干擾信號的基礎上,通過自適應頻譜估計器進行干擾檢測,并根據檢測結果采用自適應時變濾波法抑制干擾,從而實現級聯式低頻觸發器同步控制信號抗干擾傳輸。試驗結果表明,所提方法具有較好的抗干擾效果,優化了級聯式低頻觸發器同步控制信號的傳輸性能。

1 信號分離

本文假定各傳感器之間的時延差異忽略不計,級聯式低頻觸發器同時接收多個信號,基于隨機近端梯度張量分解[5]接收到的信號。處理結果Q為:

(1)

式中:n為取樣數,個;R為不知名來源的矩陣;W為未知信號源的混雜參量;E為噪聲信號矩陣。

當混合矩陣和源信號矩陣未知時,觀察到的信號矩陣被轉換為:

Y=T×Q

(2)

式中:Y為信號矩陣轉換結果;T為分離參數。

信號振幅和序列的不確定性是導致信號分離效果差的兩大因素。信號振幅不確定處理式為:

(3)

式中:U為信號振幅不確定處理結果;r、e分別為標量乘積與信號的相對能量值;wi為i階分離函數;t為信號不確定性系數。

本文采用歐氏距離度量相似度,對信號次序不確定性進行分析[6]。本文將信號分離目標函數寫作:

(4)

式中:o為信號分離結果;pij為距離函數;l′為分解參數。

若信號矩陣太大,信號分離效果將降低。為提高信號分離目標函數的穩定性,本文通過增大迭代數對目標函數進行優化,從而為下一步準確估計干擾信號奠定基礎。

2 干擾檢測估計

信號分離后,本文檢測干擾情況,引入自適應頻譜估計器估計信號帶寬,以確定干擾信號的中心頻率[7]。

(5)

式中:z為干擾信號的中心頻率,kHz;ci為i階干擾信號帶寬估計值;vi為i階信號帶寬的估計參數;M為信號分解參數;x(t)為正交變換參數。

干擾信號是時變[8]、非平穩的信號。本文采用時間軸的形式將其劃分為若干個數據塊,直至劃分的數據塊時長最少。

(6)

式中:T′為干擾信號劃分后的時間序列。

數據塊中包含平穩信號與不平穩信號。其中,不平穩信號為干擾信號[9]。在此基礎上,本文構建代價函數。

(7)

低頻觸發器接收的信號響應與信號的頻率和干擾源[10]的位置有關。在持續采樣時間內,干擾信號的陣列響應相對一致。為保證一致性[11],干擾信號的協方差等于干擾源數量。為分析干擾信號的陣列響應的一致性,本文作近似處理。

(8)

式中:v為近似處理結果;α為持續采樣時間,s;D為接收陣列的最大基線長度;b為一致性誤差參數。

3 抗干擾處理

檢測后的干擾信號存在次序模糊問題[12]。為準確獲取有用信號,本文采用維格納威利分布(Wigner Ville distribution,WVD)二次型交換方法進行處理。該方法將能量主要集中于信號的瞬間頻率,能有效獲取有用信號。本文將信號的WVD表示為:

(9)

式中:ω為解析信號;o′為變換參數;h′為交叉項干擾數,個;ζ為加窗函數。

本文將處理后t1時刻接收的輸入信號表示為:

(10)

式中:Kt1為t1時刻處理后的信號;J為不同的干擾信號;nm為第m個信號的陣列響應值。

信號處理后,為有效抗干擾,本文設定約束條件和最優權值。其計算式為:

(11)

式中:g為接收信號的自相關函數;f為約束參數;d為約束解;s為線性最小方差。

在上述處理的基礎上,本文需要去除信號噪聲。最大信噪比的最優權值為:

Q′=S×A0

(12)

式中:S為最大特征值;A0為提取的干擾信號及噪聲信號的處理參數。

經過上述處理后,本文采用自適應時變濾波算法抑制干擾。

自適應時變濾波算法原理如圖1所示。

圖1 自適應時變濾波算法原理

圖1中:最小生成樹(minimum spanning tree,MST)算法對信號進行濾波和降噪;y(t)為輸入信號;η(t)為輸出信號。

(13)

式中:r(t)為采集的本地信號;L1k(t)為信號中的低頻參數;Ai為i階干擾分量信號。

抗干擾算法對每種信息有一定的先驗信息。在處理時,本文令補償系數相乘,并將干擾剔除,得到以下表達式:

(14)

式中:N′為位置變量;V2為目標距離位置參數;x、δ均為線性卷積參數。

上述過程實現了級聯式低頻觸發器同步控制信號抗干擾傳輸。

抗干擾傳輸流程如圖2所示。

圖2 抗干擾傳輸流程圖

4 試驗對比

為驗證同步控制信號抗干擾傳輸方法的有效性,本文進行試驗,并將試驗結果與文獻[1]導航信號頻域干擾抑制方法和文獻[2]基于跳頻技術的抗干擾方法的應用效果進行對比。

4.1 試驗準備

試驗對象為RW-R750型級聯式低頻觸發器。該級聯式低頻觸發器的具體參數如下。

①激活范圍。觸發器標配2組棒狀天線。每組棒狀天線系統的半徑為0～3.5 m。所有天線組合在一起時的整體最大可擴展識別范圍為1 000 m2。

②激活速度。最大通過速度為400 km/h時,觸發器可被激活。

③激活能力。觸發器可同時激活500張以上的標簽。

④激活角度為全向。

⑤中心頻率為125 kHz。

⑥標準接口為晶體管-晶體管邏輯(transistor-transistor logic,TTL)、RS-485接口。

⑦電源標準為直流電源。該電源的電壓范圍為7.5～18 V、電流范圍為1 000 ～3 000 mA。

⑧工作溫度為-40～+85 ℃。

本文將RW-R750型級聯式低頻觸發器應用于某車間人員監測中。激活器使用2×2陣列主動發射連續低頻脈沖信號。配套的低頻激活標簽持續打開低頻接收功能。當收到激活器的激活信號時,該標簽的低頻芯片將首先實時解析出該激活器的編號,同時檢測出該低頻脈沖信號的信號強度;然后喚醒并傳入微控制單元(microcontroller unit,MCU)單片機;接著打開板載的2.4 GHz無線射頻芯片進行一次強信號發射。其中,激活器的信號分別為跳頻源信號和阻斷信號,即第一個信號是有效的,第二個信號受到了來自車間環境噪聲的干擾。通過過濾噪聲和放大功率,可以生成阻塞的噪聲干擾信號。采樣周期為1.6 s。跳變信號的頻率為3 200 Hz,平均分為每塊長20 Hz的160塊。根據上述過程,試驗準荷階段采集3×105個400 MHz頻段上的信號。

4.2 試驗過程

為保證試驗有效性,本文根據4.1節的試驗準備進行模擬試驗。試驗前對采集的信號進行盲源分離。盲源分離過程具體如下。

(1)盲源分離。

①通過示波器展示400 MHz頻段上采集的信號。

400 MHz頻段上的采集信號如圖3所示。

圖3 400 MHz頻段上的采集信號

②本文采用等電點值衡量方法對圖3所示的信號進行分離。等電點值定義為:

(15)

式中:αi為i階信號;ζij為i階和j階之間的信號元素;k″為全局函數。

PI值越接近0,代表信號分離的效果越好。

③利用示波器輸出分離后的盲源信號。

盲源信號分離結果如圖4所示。

圖4 盲源信號分離結果

由圖4可知,本文提出的抗干擾傳輸方法能有效獲取信號和信號的幅度變化情況,并對信號按照高低幅值(即信號峰值與基準線之間的距離)作初始劃分。但是信號存在次序模糊的問題,故仍需進一步處理。

(2)自適應時變濾波法處理。

本文采用所提自適應時變濾波法抑制分離后的盲源信號,并提取時域波形。

處理后的時域波形如圖5所示。

圖5 處理后的時域波形

(3)根據上述步驟濾除噪聲干擾,獲得處理后的信號。

(4)以獲得的信號為基礎進行信號抗干擾試驗,并輸出結果。

4.3 信號抗干擾效果分析

①噪聲干擾濾除效果。

噪聲干擾濾除效果測試過程中,本文以圖5為原始圖像,分別利用所提方法、導航信號頻域干擾抑制方法和基于跳頻技術的抗干擾方法這三種方法對噪聲干擾進行濾除。濾除后的信號幅值波動幅度范圍越小,表明噪聲干擾去除效果越好。

三種方法的噪聲干擾濾除效果如圖6所示。

圖6 三種方法的噪聲干擾濾除效果

由圖6可知,導航信號頻域干擾抑制方法以及基于跳頻技術的抗干擾方法對圖5級聯式低頻觸發器同步控制信號時域波形中的噪聲干擾去除后,獲取的信號幅值波動范圍為[-12 A,12 A]。該噪聲干擾濾除結果不理想。所提方法能夠有效濾除級聯式低頻觸發器同步控制信號中的噪聲。濾除噪聲干擾后的信號幅值波動范圍為[-2 A,+0.3 A]。該波動范圍較兩種對比方法更小。由此可知,所提方法獲取了更優的噪聲干擾濾除效果,保留了級聯式低頻觸發器同步控制過程中的信號特征,為后續抗干擾傳輸奠定了堅實的基礎。

②信號頻率波動情況。

在不同歐氏距離度量相似度下,本文對比三種方法傳輸跳頻源信號的信號頻率波動情況,以判斷三種方法的抗干擾性能。

信號頻率波動情況如圖7所示。

圖7 信號頻率波動情況

由圖7可知,經所提方法處理后的信號頻率較為平穩,能將信號控制在[-1,1]。該結果表明,所提方法對級聯式低頻觸發器同步控制信號的檢測率較高,不容易出現誤判。兩種對比方法處理后的信號頻率忽高忽低。其原因可能是由于級聯式低頻觸發器同步控制信號較弱、噪聲對信號分離產生較大影響,并且對信號排除不全面,導致無法真正消除干擾信號。

為了進一步量化信號頻率波動情況,本文將級聯式低頻觸發器同步控制信號檢測率作為指標。信號檢測率是正確檢測出信號的樣本數與實際存在信號的總樣本數的比例。在2～6歐式距離度量相似度下,本文分別采用三種方法,使用Tektronix公司的TDS3000C系列示波器,對級聯式低頻觸發器同步控制信號進行檢測,以獲取級聯式低頻觸發器同步控制信號通過3×105個400 MHz頻段時的檢測成功次數。

三種方法的信號檢測率如表1所示。

表1 三種方法的信號檢測率

由表1可知,在不同歐氏距離度量相似度下,所提方法的信號檢測率均高于95%;導航信號頻域干擾抑制方法信號檢測率位于88%～91%之間;基于跳頻技術的抗干擾方法的信號檢測率位于85%～90%之間。對比三種方法的信號檢測率測試結果可知,所提方法的級聯式低頻觸發器同步控制信號檢測率最高。

③不同信干比下的信號正確檢測率。

信號正確檢測率指在不同的信干比下的多個測定值中,滿足限定條件測定值的所占比例。在數字通信系統中,信干比常常以達到某個誤碼率作為判決標準。本文利用Keysight N5991的誤碼率測試儀計算接收端的誤碼率,并計算該誤碼率下需要的信干比,從而計算信號正確檢測率。信號正確檢測率λ為:

(16)

式中:ψy為檢索正確的級聯式低頻觸發器同步控制信號數量,個;ψ為檢索到的級聯式低頻觸發器同步控制信號總數,個。

λ值越高,表明對應方法的級聯式低頻觸發器同步控制信號檢測正確率越高,抗干擾傳輸效果越好。由此,本文對比不同方法的信號正確檢測率。

不同信干比下的信號正確檢測率如圖8所示。

圖8 不同信干比下的信號正確檢測率

由圖8可知,所提方法受到信干比的影響較小,具有較高的信號正確檢測率,其值能夠達到90%以上。兩種對比方法的信號正確檢測率在80%以下。其原因在于級聯式低頻觸發器同步控制信號強度差別較大,受到讀取距離的影響較大,且抗干擾效果較差,導致更加容易出現誤判。

④不同讀取距離下的信號傳輸丟包率。

丟包率指測試中所丟失信號傳輸包數量占所發送信號傳輸組的比率。級聯式低頻觸發器同步控制信號傳輸過程中受到讀取距離的影響,會造成不同程度的丟包率。為了保證30 dB環境干擾中的傳輸效果,試驗利用Tektronix TBS1000B-EDU Series型號的數字存儲示波器進行采樣。數據包大小為1 200 B。本文以0.5 m為間隔,測試三種方法在1.0～3.0 m讀取距離下的信號傳輸丟包率。信號傳輸丟包率越低,表明對應方法抗干擾傳輸性能越好。

不同讀取距離下的信號傳輸丟包率如圖9所示。

圖9 不同讀取距離下的信號傳輸丟包率

由圖9可知,在同一干擾環境中,所提方法受到讀取距離的影響較小,級聯式低頻觸發器同步控制信號傳輸丟包率低于7%。兩種對比方法的級聯式低頻觸發器同步控制信號傳輸丟包率在8%～14%之間。由此可知,所提方法的級聯式低頻觸發器同步控制信號傳輸丟包率較低、抗干擾傳輸性能較好。

5 結論

本文提出級聯式低頻觸發器信號抗干擾傳輸方法。該方法的創新點是在獲取信號時對信號進行了濾波處理,并采用補償系數補償信號,增強了級聯式低頻觸發器同步控制信號傳輸過程中的抗干擾性能。試驗結果表明,該方法能有效濾除信號干擾,發送正確信號,為相關領域提供幫助。