感應加熱電源的IGBT驅動保護系統設計

魏思宇,黃海波,盧 軍,張 程

(湖北汽車工業學院電氣與信息工程學院,湖北 十堰 442002)

0 引言

感應加熱作為1種非接觸形式的加熱方式,具有效率高、安全性好、無直接廢棄物排放等特點。因此,大功率低頻感應加熱技術在軋鋼工藝中的應用越來越廣泛[1-2]。感應加熱通過材料內部渦流產生熱量,加熱速度快且能源利用率高,有助于提高生產效率、促進節能減排。感應加熱電源逆變器常采用絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor,IGBT)作為開關器件[3]。目前,IGBT技術已成為應用廣泛和備受關注的技術,具有開關速度快、所需驅動功率小以及耐高電壓和大電流等優點,是電能應用領域的重要支撐[4]。IGBT由驅動信號控制其通斷。一般中高頻感應加熱電源采用電壓型脈沖寬度調制(pulse width modulation,PWM)逆變設計,通過直流側調功、逆變側調頻調相。但對于低頻逆變電源而言,采用PWM輸出電流將導致諧波嚴重、波形畸變、起振困難、負載不匹配等問題[5-6]。

本文設計了感應加熱電源的IGBT驅動保護系統。該系統采用正弦脈沖寬度調制(sinusoidal pulse width modulation,SPWM)技術生成IGBT的驅動信號。IGBT的性能能否充分地發揮作用,在很大程度上由驅動電路的設計決定[7]。作為控制電路與功率器件之間的橋梁,IGBT驅動保護電路的可靠性是IGBT穩定工作的重要保障,也是感應加熱電源能否長期、安全運行的前提[8]。

1 系統原理與結構

由于整體控制系統對于故障處理的實時性要求很高,一般IGBT過流、過壓時間不超過10 μs,單獨采用數字信號處理(digital signal processing,DSP)控制器處理故障信號較難滿足要求。為此,本文設計了DSP與復雜可編程邏輯器件(complex programmable logic device,CPLD)協同工作的方案。該方案中:DSP主要負責負載功率因數、SPWM輸出驅動波形等計算量大的部分;CPLD主要負責對實時性要求較高的故障處理部分。

系統總體如圖1所示。

圖1 系統總體框圖

DSP產生的SPWM驅動信號先經過CPLD進行邏輯檢測,然后由電平轉換芯片將CPLD輸出的3.3 V驅動信號轉換為5 V,最后由光纖傳導到IGBT驅動電路上,從而達到驅動IGBT的目的。當IGBT發生過流、過壓或過溫等故障時,IGBT驅動板將通過光纖向DSP控制板反饋故障信號。此時,光纖接收器將光信號轉換為電信號,經過光耦隔離與電平轉換后反饋給CPLD對應的故障信號輸入引腳。當CPLD控制器識別到故障信號時會關閉驅動信號輸出,并將故障信息反饋至DSP以及可編程邏輯控制器(programmable logic controller,PLC)。顯示屏會顯示具體的故障信號類型。清除故障信息后,系統可重新啟動。

2 系統軟件設計

2.1 軟件系統概述

進入主程序后,控制系統需要對系統內各功能及模塊進行初始化。進行初始化的模塊有系統時鐘、各種變量及參數、RS-485通信、通用輸入輸出(general purpose input output,GPIO) 端口、 ePWM模塊、模擬數字轉換器(analog-to-digital converter,ADC )采集模塊、中斷程序等。完成初始化后,主程序進入循環狀態。SPWM控制信號發出后,若選擇退出程序,則結束循環;否則,系統進行信號的采集。

2.2 驅動信號設計

本文系統采用SPWM生成IGBT的驅動信號。當逆變器輸出負載為容性或感性負載時,其逆變效果基本等同正弦波。回路中諧波含量大大降低,加熱效果均勻[9]。系統基于TMS28335芯片中的ePWM模塊,采用計算法與查表法相結合的方式產生SPWM驅動信號。主程序完成初始化后,ePWM模塊中斷服務子程序并根據調制度M的初始值計算A、B這2路上橋臂IGBT的波形占空比。

驅動信號流程如圖2所示。

圖2 驅動信號流程圖

ADC采集模塊讀取電流采集值對應的引腳電壓,并將轉換結果存儲到寄存器中,經過濾波算法處理后輸出當前電流值。RS-485通信每隔2 s獲取1次PLC設定的電流值。設定電流值與當前運行電流值的差值作為電流比例積分微分(proportional integral differential,PID)調節的輸入。而PID調節的輸出為期望M值的增量ΔM。M與ΔM的和即下次SPWM計算的調制度。

此外,當單位時間內電流的變化率過大時,感性負載和回路中雜散電感的干擾可能使在IGBT集-射極產生浪涌尖峰電壓而導致過壓。因此,本文系統在使用Simulink仿真與實際運用中,需對ΔM的最大值進行限制。

3 驅動保護電路

3.1 IGBT故障處理電路

控制器在正常運行時,要隨時預防IGBT發生故障時驅動信號反饋故障不及時,以至于不能及時地封鎖驅動信號,從而造成電路損壞的問題[10]。外圍電路通過光纖將故障信號進行光耦隔離,并轉換為3.3 V的脈沖信號,以傳遞給CPLD的輸入引腳。如果有故障產生,CPLD進行邏輯檢測時會立即關斷驅動信號,并將故障信號傳遞給DSP與顯示屏。

IGBT故障檢測原理如圖3所示。

圖3 IGBT故障檢測原理

3.2 IGBT吸收電路設計

在SPWM逆變過程中存在很多大電流關斷時刻,單位時間內電流的變化率過大會使IGBT承受較大的關斷浪涌電壓,從而導致IGBT被擊穿。如果無法降低回路中的雜散電感,使IGBT的開關過程低于其允許的阻斷電壓,則需要考慮在IGBT集-射極并聯吸收電容。這可有效地減小IGBT工作過程中的浪涌電流[11]。

吸收電路如圖4所示。

圖4 吸收電路

吸收電容的選取要確保吸收電容的雜散電感很低。吸收電容通常選用高耐壓低容量的片式多層陶瓷電容器(multi-layer ceramic capacitors,MLCC)。本文系統采用0.2 μF/1 700 V的MLCC。在安裝時,MLCC應盡可能安裝在IGBT模塊上。這樣電容與IGBT之間連線包圍的面積最小、電感最低。其電容值近似為:

(1)

式中:Ltotal為總的雜散電感,H;Ipeak為開關過程中的最大峰值電流,A;Upeak為開關過程中的最大集電極電壓,V;UDC為直流電壓,V。

3.3 退飽和檢測電路

IGBT在正常工作下處于飽和狀態,但當負載IC增加到額定值的4倍時,IGBT將退出飽和,集-射極電壓急劇變大并達到直流母線電壓值。UCEsat檢測電路通過檢測UCE的大小與設定參考電壓的大小來判斷是否過電流[11]。

UCEsat檢測一般分為動態檢測與靜態檢測。動態檢測中設定的參考電壓Uref的值隨著時間變化而變化,而靜態檢測中Uref為一個固定值。

靜態檢測電路原理如圖5所示。

圖5 靜態檢測電路原理

只要驅動電路導通,恒定電流I1會持續給Cb充電:

(2)

式中:t1為充電時間,s;Cb為消隱電容,F;I1為電流源電流,A。

經過t1后,比較器的同向輸入電壓為:

Ucomp=I1R1+UD1+U1

(3)

式中:UD1為瞬態二極管D1的正向電壓,V;U1為IGBT的壓降,V。

常規的靜態檢測使用比較器比較正向與反向輸入的2個電壓值Ucomp與Uref。參考電壓為固定值。若Ucomp小于參考電壓Uref,則IGBT沒有發生短路;若高于Uref,則驅動電路會反饋過流錯誤。考慮到在實際工業運用中參考電壓Uref應為1個動態可調的值,故使用動態檢測。

動態檢測電路原理如圖6所示。

圖6 動態檢測電路原理

靜態檢測的IGBT開通關斷過程中,D1產生的移位電流會干擾其他器件。而在動態檢測中,電流會通過R1和D1流向驅動供電源。因此,D1在檢測過程中對電路的敏感度相對低。

3.4 過壓保護電路

當出現電流過載或者短路時,由于單位時間內電流的變化率過高與回路雜散電感的存在,電壓往往會出現過沖的現象。這將損壞IGBT。本文系統已設計了IGBT吸收電路。但在某些情況下,吸收電路失效或其他異常情況會導致無法有效抑制涌浪電壓。因此,為了系統的穩定運行,本文設計了集-射極鉗位電路(也稱為有源鉗位電路)來強制減緩IGBT關斷速度,以防止其被擊穿。

有源鉗位電路主要由瞬態二極管D1、D2與超快恢復二極管D3組成。只要集電極處的電位超過電壓臨界值UCE, D1就會擊穿且通過電流,D2接著會開通并反饋到IGBT柵極和驅動電路,以降低單位時間內電流的變化率,起到抑制浪涌尖峰電壓的作用。

有源鉗位電路如圖7所示。

圖7 有源鉗位電路

4 系統仿真與分析

4.1 驅動信號仿真與分析

在完成系統設計后,本文使用Matlab/Simulink 仿真平臺完成對應模塊的搭建。在閉環控制中,根據設定電流與逆變器輸出電流的差進行調制度比例積分(proportional integral,PI)調節,可以得到調制度M,同時對M的最小值、最大值與變化率進行限定。IGBT為理想模型。波形輸出1表示IGBT開通,0表示關斷。4個通道IGBT輸出驅動波形的相位差符合SPWM技術基本原理。

通過Simulink搭建的仿真系統中的示波器觀測到的SPWM模塊輸出的4個通道IGBT驅動信號波形如圖8所示。

圖8 IGBT驅動信號波形

4.2 逆變器輸出電路仿真與分析

為測試IGBT驅動保護設計的合理性,本文搭建了逆變負載匹配電路。

逆變器輸出電壓波形由幅值為±960 V的窄脈沖構成,脈沖寬度按正弦調制波的規律變化。這符合對設計的SPWM生成原理的分析。仿真系統加入了平波電抗器與感應線圈等模塊,保證了匹配負載和增大負載感性以得到平滑的輸出電流。

經過平波電抗器后,逆變器實際輸出電流基本呈正弦波。感應線圈和補償電容濾波后得到的波形滿足感應加熱系統對輸出電流的波形要求。

輸出電壓電流波形如圖9所示。

圖9 輸出電壓電流波形

5 系統實物測試

5.1 驅動信號輸出測試

實際運用中,脈沖變壓器2ED300C17-S通過 Gate引腳輸出幅值為±15 V的驅動信號。電流閉環控制調制度產生2路不同占空比的SPWM信號,以作為IGBT驅動信號。觀測DSP輸出SPWM信號時,主要觀測不同調制度時輸出的4路信號的頻率、相位與死區時間。

多次測試結果表明,驅動波形平滑無抖動。該結果驗證了2ED300C17-S驅動模塊滿足IGBT驅動要求,使逆變器的穩定性大幅提高。

調制度最大為0.97時,使用示波器觀測的驅動信號波形如圖10所示。

圖10 驅動信號波形

5.2 退飽和監測測試

若UCEsat動態監測電路檢測到UCEsat超過了預先設定的參考電壓,動態監測電路會認定產生了過流故障。此時,電路會關斷IGBT柵極驅動單元,同時向控制單元反饋故障。3個通道波形依次為IGBT驅動信號曲線、退飽和檢測電路參考電壓曲線、實際測得IGBT集-射極電壓曲線。在IGBT開通關斷瞬間,UCE曲線無明顯抖動,證明達到了UCEsat監測的要求。

當監測到過流時,IGBT集-射極電壓迅速升高,超過了預先設定的電壓值Uref。IGBT驅動信號被拉低,IGBT關斷。

過流時保護效果波形如圖11所示。

圖11 過流時保護效果波形

本文系統采用的IGBT模塊允許短路過流時間不超過10 μs。因此發生過流時,保護電路需要在10 μs之內關閉IGBT。由圖11可知, IGBT關斷時間遠小于10 μs,證明此監測電路設計能夠達到保護電路的目的。

5.3 樣機加熱測試

本文系統對工件進行了加熱測試。由于加熱工件具有導磁性,在加熱達到工件的居里溫度時,加熱工件會變為順磁性材料。而工件在常溫下開始加熱時,負載表現出較強的感性。此時加熱頻率約為40 Hz。

逆變器輸出電流波形如圖12所示。

圖12 逆變器輸出電流波形

由圖12可知,此時加熱負載表現出較強的感性,電流在過零點時會出現畸變,而不是平滑的正弦波。

逆變器輸出電壓電流波形如圖13所示。

圖13 逆變器輸出電壓電流波形

隨著加熱工件溫度的升高,其磁導率逐漸下降,導致感應線圈的等效電感減小、負載呈容性,且容性無功功率逐漸增大,功率因數較低,影響整個系統加熱。因此,為了保證系統穩定運行,需要減小輸出電壓電流相位差,以達到準諧振狀態,從而提高效率。當系統穩定時,電流與電壓波形具有較小的相位角。

6 結論

本文基于CPLD控制器、DSP控制器和脈沖變壓器2ED300C17-S,設計了低頻感應加熱電源的IGBT驅動保護系統,并采用SPWM技術作為IGBT驅動信號,實現了感應加熱電源逆變器件IGBT的驅動。這種設計確保驅動信號穩定輸出與故障信號發生時及時關斷,并通過動態退飽和檢測在電路發生過流時使IGBT在規定時間內切斷驅動信號。退飽和檢測電路與有源鉗位電路、吸收電路等設計,有效、安全地保證了感應加熱電源系統的長久運行。對搭建系統的測試結果表明,該系統加熱效果良好,輸出波形穩定。要保證研究效果,后期還需要進行長期的工業化試驗。后續將針對使用場景與算法方面作進一步的測試與改進。