航空用高速連接器信號反射抑制與優化設計

駱燕燕，楊碩，*，潘曉松，趙緒懷，張莉

1.河北工業大學 電氣工程學院，天津 300130

2.國網重慶市長壽供電分公司，重慶 401220

3.中壹發展八五零電子有限公司，石家莊 050000

4.石家莊市科恒電子有限公司，石家莊 050000

隨著信息技術的快速發展，高速連接器已經成為解決設備間高速互聯問題的關鍵元件［1-2］，廣泛應用于軌道交通、航空航天及醫療器械等領域。在航空領域中，高速連接器是現代飛機電氣線路互聯系統（Electrical Wiring Interconnection System，EWIS）的必備元件，擔負著在機載電氣電子設備間傳遞高速信號、傳輸電能及電磁能量的重任［3］。

高速連接器在傳遞信號時，受內部或外部環境影響，容易出現信號完整性問題。信號完整性問題是指由互連線引起的一切信號質量問題［4］，它與互聯系統中的傳輸線效應、電磁干擾以及寄生參數有關［5］。高速連接器的信號完整性問題包括信號反射、信號間串擾及信號衰減等［6］，其中信號反射會引起信號過沖、信號振鈴等問題［7］，對信號質量影響較大且發生頻率較高。了解信號反射的成因及影響因素，有助于在工程中快速找到產生問題的原因和位置［8］，具有工程意義。

為了探究信號反射問題的產生原因及影響因素，國內外的研究重點是根據其影響因素對高速連接器進行優化設計，主要包括三方面：①優化高速連接器的結構。Zhou等［9］研究發現損傷層對回波損耗有影響，提出了一種不影響質量的消除損傷層的化學處理方法；Wang等［10］發現信號反射問題與連接器表面的腐蝕膜有關；尹治宇［11］和張志遠［12］通過優化連接器插針與PCB板連接處的結構、焊點的大小、公頭與母座接觸部分及插針彎折處結構，改善了信號反射問題；Wu等［13］利用襯底預埋線，將雙軸微纜連接到封裝邊緣，對信號反射問題進行了優化。② 優化介質材料參數。黃波［14］提出優化隔離各差分對的介質夾層厚度對特性阻抗進行改善；高鵬宇［15］通過仿真發現，選用介電常數小的材料能優化連接器的差分阻抗和插入損耗。③Lundquist［16］提出優化連接器長度來改善信號反射問題；徐曉丹［17］利用添加匹配阻抗的方法對信號反射問題進行了優化；Ben［18］利用在信號孔周圍增加接地孔的方法對連接器進行了優化。

上述對于高速連接器信號反射的優化設計的研究，集中于對連接器的某一內部結構、連接器與外部環境交界處的結構及介電材料的參數等進行單一優化［19-20］，而針對這些因素進行綜合考慮的研究較少。在實際工程中，必須綜合考慮各影響因素的參數對信號反射的影響，使各方面達到平衡。本文在設計仿真方案時，較為全面地考慮了影響信號反射問題的因素，從頻域和時域兩個角度分析信號反射問題，提出了一種綜合考慮各方面影響因素的優化設計方法，并且通過測試實驗證實了其有效性。

1 信號反射問題成因

1.1 信號傳輸過程

高速連接器的信號傳輸速率通常在10 Gbps及以上，所以傳統的電路理論已不再適用，必須利用分布參數電路進行分析［21］，并把信號從發射端到接收端的過程，理解為需要一段時間的“動態”過程［22］。本文在分析信號傳輸問題時，采用電磁波傳播的理論，使用傳輸線模型對高速連接器的每對接觸件進行簡化。

簡單的傳輸線模型由2 條有一定長度的平行導線組成，其中一條為“信號路徑”，另一條為“返回路徑”［23］。信號以電磁波的形式在傳輸線上傳輸，在傳輸的某一時刻，變化的電場和磁場只存在于傳輸線上的某一區域，這一區域隨時間不斷向前推進，如圖1 所示。

圖1 沿空間分布的電場和磁場Fig.1 Electric and magnetic fields distributed along space

信號在傳輸線上處于不同的位置，可能會感受到不一樣的“環境”，傳輸線上某處“環境”的變化，如線徑改變，就會影響電場和磁場的向前推進，引起信號反射。

圖2 為接觸件插針示意圖，其可分為A、B、C 3 個區域，區域交界處電壓和電流的關系為

圖2 高速連接器一個插針的示意圖Fig.2 Schematic diagram of one pin of the high-speed connector

式中：Vincident為入射電壓；Vreflected為反射電壓；Vtrans為傳輸電壓；Iincident為輸入電流；Ireflected為反射電流；Itrans為傳輸電流。

為了表示信號反射對信號傳輸性能的影響程度，引入反射系數，其等于反射信號和入射信號的比值［24］，通過進一步推導，反射系數為相鄰2 個區域瞬時阻抗的差值與和的比值，表達式為

式中：ρ 為反射系數；Z 為瞬時阻抗。

由式（2）可以看出，相鄰2 個區域瞬時阻抗的差值越大，反射系數絕對值越大，信號反射問題越嚴重；當相鄰2 個區域瞬時阻抗的差值為零時，反射系數為零，此時不存在信號反射問題，故傳輸線的阻抗不連續是產生信號反射問題的重要且關鍵原因。

1.2 傳輸線阻抗的影響因素

在高頻電路中，傳輸線模型是連續分布式模型［25］，可用多 段RLCG 模型描述［26］，如 圖3所示。

圖3 傳輸線的RLCG 模型Fig.3 RLCG model for transmission lines

在應用RLCG 模型理論時，傳輸線被分解為無數個集總電路元件Δz，為了更接近傳輸線的實際情況，令Δz 無限趨近于零。

圖4 為集總參數等效電路模型，其中L 為單位長度的分布串聯電感，R 為單位長度的分布串聯電阻，C 為單位長度的分布并聯電容，G 為單位長度的并聯電導。

圖4 集總參數等效電路模型Fig.4 Model of collective parameter equivalent circuit

假定集總參數模型中每個微元段Δz 的特性相同，設Δz 起點的電壓和電流分別為u（z，t）和i（z，t），終點處的電壓和電流分別為u（z+Δz，t）和i（z+Δz，t）。

根據基爾霍夫電壓定律（Kirchoff Voltage Laws，KVL）和基爾霍夫電流定律（Kirchoff Current Laws，KCL）可列出方程為

令Δz→0，取極限并在兩邊同時除以Δz，得到的微分方程為

電報方程是準確描述傳輸線RLCG 模型的微分方程，是有關傳輸線阻抗的重要方程。根據式（4）推導出電報方程為

式中：V 為傳輸線的電壓降；I 為傳輸線的電流；x為傳輸線長度；t 為時間。

電報方程的解為

式中：γ 為傳輸線的復傳播常數；Z0為傳輸線的特性阻抗。

γ 可以表示為

式中：α為衰減常數，在均勻傳輸 線中，α=0；β為相位常數，與電磁波在介質中的傳播速度有關。

假設電壓在一條無限長的傳輸線上傳播且電壓已知，將電壓微分后代入電報方程中求解電流，表達式為

由阻抗的定義可知，均勻傳輸線的特性阻抗Z0為電壓V（x）與電流I（x）的比值，即

由此可得，在信號傳輸過程中，特性阻抗與單位長度電感值呈正相關，與單位長度電容值呈負相關。因此，任何影響電感值和電容值的因素都會對均勻傳輸線的特性阻抗產生影響。

單位長度分布并聯電容C 可表示為

式中：ε 為電容的相對介電常數；s 為對應的板面積；k 為靜電力常量；d 為對應的板間距。

根據式（9）和式（10）可知，特性阻抗與材料特性、電介質介電常數和單位長度電容量有關，與傳輸線的長度無關。在實際工程中，線寬變化、路徑彎曲、過孔及器件引腳等都是常見的引發阻抗變化的因素，都有可能導致高速連接器的信號反射問題。

2 信號反射問題的表征參數

2.1 S 參數（散射參數）

S 參數可用來分析連接器特性［27］，信號經過高速連接器產生的反射、串擾和衰減都可用S 參數來表征。S 參數可使用矩陣表示為

矩陣中每個S 參數的定義為

式中：i 為檢測端口；j 為入射端口。當需要測量信號反射特性時，令i=j 即可。

圖5 為高速連接器接觸件的差分二端口網絡，定義a1和a2為差分二端口網絡的入射波參量，b1和b2為差分二端口網絡的反射波參量，其中c 表示共模信號，d 表示差模信號。

圖5 接觸件差分對的差分二端口網絡示意圖Fig.5 Schematic diagram of a differential two-port network with differential pairs of contacts

差分對的S 參數可用混合S 參數矩陣進行表示，高速連接器差分二端口網絡混合S 參數可定義為

式（14）為高速連接器差分二端口網絡混合S參數矩陣，為了便于分析，對該矩陣進行拆分，理想差分網絡的左下角和右上角的元素均為零。

混合S 參數矩陣的左上角元素反應的是差分二端口的差模傳輸特性，常用來表征信號在高速連接器傳輸過程中的信號反射和信號損耗。本文選取Sdd11和Sdd22表征信號能量被反射回入射端的量，即信號反射現象。Sdd11和Sdd22為信號在傳輸過程中的回波損耗，此外，還有表征信號串擾、信號衰減等問題的S 參數，如插入損耗、近遠端串擾等。

2.2 差分阻抗

盡管回波損耗包含了傳輸線互聯時的所有反射信息，但并不能直觀反映出現阻抗不連續的具體位置以及阻抗的變化幅度。差分阻抗在一定程度上可用于信號反射問題在時域內的分析，有助于在工程中查明阻抗突變的位置及阻抗變化幅度。

差分阻抗是2 個單端奇模信號在差分對中傳遞時感受到的阻抗。所謂奇模信號，是指幅度相同、相位相反的信號，單端奇模信號在傳遞時感受到的阻抗為奇模阻抗。差分阻抗是奇模阻抗的2倍，表達式為

式中：Zdiff為差分阻抗；Zodd為奇模阻抗。

通過以上理論推導可知，回波損耗和差分阻抗可視作頻域和時域內表征信號反射問題的參數。從頻域和時域兩方面分析信號完整性問題，會使問題更加清晰。

本文通過分析高速連接器回波損耗和差分阻抗在優化量參數變化下的變化規律，來研究其信號反射問題。

3 原模型仿真結果分析

本文選取一款航空航天用的圓形高速連接器作為研究對象，使用HFSS 軟件對高速連接器的信號反射問題進行仿真研究，利用有限元方法求解高速連接器的麥克斯韋方程組。

首先，在HFSS 中建立1∶1 的高速連接器三維模型，如圖6 所示。其次，設置模型各部分的材料屬性。再次，設置模型的求解類型、邊界條件、端口激勵、求解頻率和掃頻范圍。最后，檢查所有設置，無誤后運行仿真。由仿真得到原模型的差分阻抗、回波損耗、插入損耗、近端串擾和遠端串擾等參數的變化曲線。

圖6 高速連接器三維模型Fig.6 3D Model of high speed connector

仿真結果如圖7～圖11 所示，4 個差分對的差分阻抗曲線基本重合，其值在91.6～111.9 Ω范圍波動，略高于規定范圍（100±10 Ω）；插座端的回波損耗基本滿足標準規定（低于-10 dB），只有在1.8～3 GHz 的頻率區間最大值達到-8 dB；插頭端的回波損耗在3.6 GHz 頻率內達標（低于-10 dB），在大于3.6 GHz 的頻率區間，最大值在-6 dB 左右。

圖7 原模型差分阻抗Fig.7 Differential impedance of original model

圖8 原模型插入損耗Fig.8 Insertion loss of the original model

圖9 原模型回波損耗Fig.9 Return loss of original model

圖10 原模型近端串擾Fig.10 Near-end crosstalk of original model

圖11 原模型遠端串擾Fig.11 Far-end crosstalk of the original model

插入損耗在0～3.85 GHz 區間內達標，在3.85～5 GHz內略高于規定值（絕對值小于3 dB）。近端串擾和遠端串擾在5 GHz 頻率內都保持在-30 dB 以下，符合標準要求（低于-30 dB）。

由仿真結果可知，原模型的差分阻抗和回波損耗2 個參數的值在某些頻率范圍內超出標準范圍，說明該高速連接器在傳遞信號時可能發生信號反射問題。

4 信號反射抑制優化設計

高速連接器在傳輸信號時，插針線寬、介電常數、端接線纜線徑等因素都有可能引發信號反射。結合連接器的實際結構，本文對高速連接器的插針線徑、插針和插孔插合間隙、差分線間距、介質厚度等結構參數和端接電纜線徑、插座端絕緣體材料進行優化設計，尋求抑制信號反射的優化方案。

本文研究的高速連接器的4 組差分對的結構相同且互相對稱，并且由原模型的仿真結果可知，4 組差分對的阻抗曲線、插頭端回波損耗曲線及插座端回波損耗曲線均基本重合。因此，本文只選取其中1 組差分對與原模型對比分析，即只分析差分對1（Diff1）的阻抗和回波損耗S11、S22在優化量的參數變化下的變化規律。

4.1 接觸件插針線徑優化設計

由理論分析可知，傳輸線的線徑變化會影響傳輸線的阻抗連續性，有可能引發信號反射問題。

圖12 為高速連接器插針的結構示意圖，可將其視作圓柱和圓臺的組合，其中第Ⅱ部分的直徑a=1.27 mm，第Ⅲ部分（較大截面）的直徑b=1.03 mm，第Ⅳ部分的截面直徑c=0.51 mm。

圖12 高速連接器接觸件插針結構圖Fig.12 Diagram of high-speed connector contact pin structure

本節通過改變第Ⅲ部分（錐體下底面直徑）的參數來研究插針線徑對信號反射問題的影響，插針線徑的仿真取值如表1 所示，Δb 為第Ⅲ部分（較大截面）的直徑在原有直徑上的變化值。

表1 插針線徑尺寸的仿真取值Table 1 Simulation of pin diameter size

根據圖13和圖14 的仿真結果可知，插針錐體的下底面直徑與差分阻抗呈負相關，與回波損耗也呈負相關。當b=0.51 mm時，第Ⅱ部分與第Ⅲ部分的線徑差異最大，此時差分阻抗最大，回波損耗值最大；當b=1.27 mm時，第Ⅱ部分與第Ⅲ部分之間為平滑過渡，線徑差異最小，此時差分阻抗最小，回波損耗值最小。

圖13 不同插針線徑的差分阻抗Fig.13 Differential impedance of different pin diameters

圖14 不同插針線徑的回波損耗Fig.14 Return loss of different pin diameters

因此，插針線徑變化處的線徑差異是影響高速連接器差分阻抗和回波損耗的關鍵因素，也是引發信號反射問題的重要原因。減小插針線徑變化處的線徑差異，能較好地改善高速連接器的信號反射問題。

4.2 接觸件插針和插孔插合間隙優化設計

如圖15 所示，高速連接器接觸件的插針頂部和插孔底部在插針和插孔完全插合后有一定長度的插合間隙，間隙的長度為1.9 mm。

圖15 高速連接器插針和插孔的插合間隙Fig.15 High-speed connector pin and jack mating gap

本節研究接觸件插針和插孔插合間隙對高速連接器信號反射問題的影響，通過增加插針長度來實現插合間隙長度的改變，插合間隙長度的仿真取值如表2 所示，Δd 為插針和插孔的插合間隙在原有間隙上的變化值。

表2 插針和插孔間插合間隙長度的仿真取值Table 2 Simulation values of length of gap between pins and jacks

由表3～表5 的仿真結果可知，插針和插孔間的插合間隙不同時，高速連接器的差分阻抗和回波損耗與原模型相差很小，分別在 0.24%和0.85%以內，即接觸件插針和插孔間隙對高速連接器信號反射問題的影響可以忽略不計。

表3 不同插合間隙長度的差分阻抗Table 3 Differential impedance of different insertion gap lengths

表4 不同插合間隙長度的插座端回波損耗最大值Table 4 Maximum return loss at socket end of different insertion gap lengths

表5 不同插合間隙長度的插頭端回波損耗最大值Table 5 Maximum return loss at plug end of different insertion gap lengths

4.3 差分線間距優化設計

本節研究差分線間距對信號反射問題的影響，差分線間距的原始值為1.9 mm，仿真取值如表6 所示，Δh 為差分線間距在原有間距上的變化值。

表6 差分線間距的仿真取值Table 6 Simulation values of differential line spacing

根據圖16和圖17 的仿真結果可知，高速連接器改變差分線間距后的回波損耗數值與原模型相差0.79%以內；但在差分線間距增大時，差分阻抗有輕微增大，這是由于差分對間耦合減弱導致串擾增大引起的，與信號反射基本無關，因此可以忽略差分對間距對信號反射問題的影響。

圖16 不同差分線間距的差分阻抗Fig.16 Differential impedance of different differential line spacing

圖17 不同差分線間距的回波損耗Fig.17 Return loss of different differential line spacing

4.4 介質厚度優化設計

本節研究介質厚度對信號反射問題的影響，介質厚度的初始值為6.02 mm。對介質厚度進行仿真取值時，需確保絕緣介質的形狀不變，介質厚度取值為6.00 mm、5.97 mm、5.92 mm。

由表7～表9 的仿真結果可知，當介質厚度減小0.1 mm時，差分阻抗和回波損耗分別與原模型相差0.09%以內和1.1%以內。因此，介質厚度減小0.1 mm 對高速連接器信號反射問題的影響較小，可以忽略。

表7 不同介質厚度的差分阻抗Table 7 Differential impedance of different dielectric thicknesses

表8 不同介質厚度的插座端回波損耗最大值Table 8 Maximum return loss at socket end of different dielectric thicknesses

表9 不同介質厚度的插頭端回波損耗最大值Table 9 Maximum return loss at plug end of different dielectric thicknesses

4.5 端接線纜線徑優化設計

本節研究端接線纜線徑對信號反射問題的影響，端接線纜線徑的初始值為0.42 mm。為了改善原模型插頭端差分阻抗偏高的情況，采用增大端接線纜線徑的方法進行優化。

本文選用的高速連接器的端接線纜線徑為0.411～0.509 mm，本節分別對線徑為0.42 mm、0.44 mm、0.46 mm、0.48 mm、0.50 mm 的端接線纜進行仿真分析。

圖18 為不同端接線纜線徑的差分阻抗變化曲線，可以看出，增大端接線纜線徑對差分阻抗的改善較明顯，對于線徑0.44 mm 以上的端接線纜，差分阻抗最大值均小于110 Ω，當端接線纜線徑為0.5 mm時，差分阻抗最大值僅為101.8 Ω。因此增大端接線纜線徑可顯著改善原模型插頭端差分阻抗偏高的情況。

圖18 不同電纜線徑的差分阻抗Fig.18 Differential impedance of different cable diameters

圖19 為不同端接線纜線徑的回波損耗變化曲線，可以看出，優化后的端接線纜的回波損耗數值相比原模型改善8.6%以上，信號反射抑制較為明顯。

圖19 不同電纜線徑的回波損耗Fig.19 Return loss of different cable diameters

綜合考慮到經濟性和可行性等要求，選用線徑為0.44 mm和0.46 mm 的端接線纜繼續進行研究。

4.6 插座端絕緣體材料優化設計

由原模型的仿真結果可知，本文選用的高速連接器的插座端差分阻抗偏低，本節采用將高速連接器插座端的絕緣介質更換為介電常數更小的材料的方法進行優化。

原模型的插座端絕緣體材料為液晶聚合物（Liquid Crystal Polymer，LCP），其相對介電常數為3.8，耗散因子tanδ=0.002 6；優化的插座端絕緣體材料為聚四氟乙烯（Polytetrafluoroethylene，PTFE），其相對介電常數為2.1，耗散因子tanδ=0.001。

由表10～表12 的仿真結果可知，當插座端絕緣體材料由LCP 更換為PTFE后，差分阻抗最小值增大5.34%以上，且波動范圍減小28.7%以上；回波損耗最大值在不同頻率范圍內均有所減小，在5 GHz 內減小10.9%～13.8%。因此選用介電常數更小的插座端絕緣材料可以較好地改善信號反射問題。

表10 不同插座絕緣介質材料的差分阻抗Table 10 Differential impedance of different socket insulation dielectric materials

表11 不同插座絕緣介質材料的插座端回波損耗最大值Table 11 Maximum return loss at socket end of different socket insulation dielectric materials

表12 不同插座絕緣介質材料的插頭端回波損耗最大值Table 12 Maximum return loss at plug end of different socket insulation dielectric materials

5 仿真結果驗證

由于仿真軟件設置的是理想環境，而現實環境的外界因素干擾較多，因此本文通過測試實驗來驗證仿真結果的有效性。

本文選取的高速連接器適用于“板對線”的連接結構，即高速連接器在實際工作時，插座端連接“板”，插頭端連接線纜。測試實驗使用是德科技有限公司生產的E5071C 型號的矢量網絡分析儀，在設計測試電路時，需滿足的基本條件：①測試電路中連接器的接線方式與其實際使用時的接線方式一致；② 矢量網絡分析儀在使用時，需經過特制的PCB 測試夾具和被測系統相連。

在上述條件的約束下，設計了2 個連接器的測試電路，如圖20 所示，即2 個連接器的插座端分別固定在2 個PCB 測試夾具上，插頭端之間用超六類線纜相連；被測系統由2 個連接器及插頭端之間的線纜組成，并經過PCB 測試夾具與矢量網絡分析儀相連，圖21 為測試電路的實物圖。

圖20 測試電路原理圖Fig.20 Schematic diagram of the test circuit

圖21 測試電路實物圖Fig.21 Physical diagram of the test circuit

本節在進行仿真結果和實測結果的對比分析時，選取其中1 對差分對。

圖22 為插入損耗的測試結果與仿真結果的對比圖，測試結果等于2 個高速連接器的插入損耗與線纜的插入損耗之和，仿真結果為單個高速連接器的插入損耗。在600 MHz時，插入損耗測試結果的最大值為-1.219 dB，仿真結果的最大值為-0.463 dB，基本符合預期。

圖22 插入損耗測試結果與仿真結果對比Fig.22 Comparison of insertion loss test results and simulation results

圖23 為差分阻抗的仿真結果和測試結果的對比，可以看出，測試結果在87.9～113.1 Ω 范圍內，仿真結果在91.6～111.9 Ω 范圍內。差分阻抗的測試結果和仿真結果的極值相差1.1%以內，但測試結果的波動范圍略大。

圖23 阻抗測試結果和仿真結果對比Fig.23 Comparison of impedance test results and simulation results

圖24 為近遠端串擾的仿真結果和測試結果對比，測試結果的曲線有上下波動的情況，整體趨勢隨頻率的增大緩慢向上，與仿真結果一致。測試結果雖略大于仿真結果，但整體數值仍小于-30 dB，符合要求。

圖24 串擾的測試結果與仿真結果對比Fig.24 Comparison of test results and simulation results of crosstalk

仿真結果與測試結果存在誤差的原因考慮為：①測試實驗使用2 個連接器組合測試的方法，被測件增多導致誤差變大；② 仿真環境中設置的材料屬性、邊界條件等參數與實際環境有差異；③PCB 測試夾具在設計制作時的焊接可能會導致插針輕微損傷，連接點不穩定；④ 測試環境中有干擾等。總體來說，誤差在較小范圍內，可以證實仿真結果的有效性。

6 信號反射抑制優化方案

根據以上仿真結果，當端接電纜線徑為0.44～0.46 mm，插座端絕緣體材料更換為PTFE后，高速連接器差分阻抗的最大值減小至110 Ω 以下，最小值增大2.72%以上，波動范圍減小31.7%～41.8%；回波損耗在不同頻率范圍內的最大值均有所減小，整體數值改善約9.8%～12.3%，信號反射問題得到顯著改善。

表13 為端接電纜線徑為0.44 mm和0.46 mm、插座端絕緣體材料為PTFE時，5 GHz內插入損耗的最小值和串擾的最大值，可以看出，優化后的高速連接器插入損耗的最小值分別為-3.31 dB和-3.12 dB，相比原模型有改善；近遠端串擾的最大值均小于-30 dB，在標準范圍內。

確定高速連接器信號反射抑制的優化方案：在滿足連接器電氣性能、經濟性等要求下，減小插針線徑變化處的線徑差異，增大端接線纜線徑及選用介電常數較小的插座端絕緣體材料。

7 結論

1）提出了一種在工程中改善高速連接器信號反射問題的優化設計方法：在滿足連接器電氣性能、經濟性等要求下，減小插針線徑變化處的線徑差異，增大端接線纜線徑及選用介電常數較小的插座端絕緣體材料。

2）在工程中改善高速連接器信號反射問題的優化設計結果表明：插針線寬變化處的差異值越大，回波損耗值越大，信號反射問題越嚴重；增大端接電纜線徑后，阻抗不連續的情況得到改善，差分阻抗最大值減小，回波損耗值減小；換用介電常數更小的插座端絕緣材料，差分阻抗波動范圍減小，回波損耗數值減小。

3）所提出的優化設計優化效果明顯，差分阻抗的最大值減小至110 Ω 以下，最小值增大2.72%以上，波動范圍減小31.7%～41.8%；回波損耗在不同頻率范圍內的最大值均有所減小，整體數值改善約9.8%～12.3%，信號反射問題得到顯著改善。

4）通過測試實驗證實了仿真結果的有效性，同時也說明了優化設計方法的可行性。

5）本文提出選用介電常數更小的插座端絕緣材料可以改善信號反射問題，但是如何確定插座端絕緣材料的介電常數范圍仍然需要研究。