一種適應于直流微電網的全橋LLC變換器

摘" 要： 針對傳統的光伏并網隔離型變換器的變壓器體積大、損耗高和半導體器件電壓應力高等問題，提出一種基于LLC諧振變換器的高增益DC?DC變換器。該變換器滿足了輸入輸出之間電氣隔離的要求，將全橋LLC諧振變換器與開關電容相結合，有效地提高了變換器的增益，減少了變壓器的體積和損耗，降低了半導體器件的電壓應力，實現了開關管的零電壓開通和二極管的零電流關斷，有效地降低了開關損耗。首先對所提變換器的工作原理進行詳細分析；其次用基波分析法分析其基本特性，并進行半導體器件電壓、電流應力計算及電路的參數設計；最后搭建一臺了800 W的實驗樣機，經過實驗驗證，該變換器實現了開關管的ZVS開通，二極管的ZCS關斷；減小了變壓器的體積和銅耗；轉換效率最高可達94.9%。二次側二極管的電壓應力為輸出電壓的[12]，是全橋整流的0.5倍、半橋整流的0.25倍，且平均電流相同，有利于器件的選型，更適用于直流微電網的應用，證明了理論分析的準確性。

關鍵詞： 直流微電網； LLC諧振變換器； DC?DC變換器； 高增益； 電壓應力； 開關電容； 基波分析法

中圖分類號： TN624?34； TM46" " " " " " " " " " "文獻標識碼： A" " " " " " " " " " "文章編號： 1004?373X（2025）02?0029?06

A full?bridge LLC converter suitable for DC microgrid

GUO Mengzhu， CHEN Si， ZHENG Zhenyu， GUO Yongyu

（College of Elecrical and New Energy， China Three Gorges University， Yichang 443000， China）

Abstract： In allusion to the problems of large transformer volume， high loss and high voltage stress of semiconductor devices in traditional grid?connected isolated photovoltaic converter， a high?gain DC?DC converter based on LLC resonant converter is proposed. The converter can meet the requirements of electrical isolation between input and output. By combining the full?bridge LLC resonant converter with switching capacitors， the gain of the converter is increased effectively， the volume and loss of the transformer are reduced， the voltage stress of semiconductor device is lowered， and zero voltage switching of the switching tube and zero current switching of the diode are achieved， effectively reducing switching losses. The working principle of the proposed converter is analyzed in detail， its basic characteristics are analyzed by means of fundamental wave analysis method， and the voltage and current stress of semiconductor devices are calculated and the circuit parameters are designed. An 800 W experimental prototype is built to prove the accuracy of the theoretical analysis. The experimental verification that the converter can realize ZVS turn?on of the switching tube， ZCS turn?off of the diode， and reduce the volume and copper consumption of the transformer. The highest conversion efficiency can reach 94.9%. The voltage stress of the secondary diode is [12] of the output voltage， which is 0.5 times that of full bridge rectification， and 0.25 times that of half bridge rectification. The average current is the same， which is beneficial for the device selection and more suitable for the applications in DC microgrids， proving the accuracy of theoretical analysis.

Keywords： DC microgrid; LLC resonant converter; DC?DC converter; high gain; voltage stress; switching capacitor; fundamental wave analysis method

隨著傳統化石能源的枯竭以及全球環境問題的日益嚴重，光伏發電受到了世界各國的廣泛關注[1]，直流配電網相比交流配電網更便于分布式電源及清潔能源發電裝置的接入，因而更適應當今社會對電能的需求[2]。光伏直流并網作為一種有效的解決方案，受到越來越多的關注[3]，但光伏組件的固有特性并不滿足光伏并網的電壓需求，通常在光伏側與負載側之間配置電力電子變換器，是解決該問題的有效手段[4]。

面向應用于光伏的直流高增益變換器，國內外學者進行了廣泛的研究。文獻[5?9]分別將Boost、級聯Boost、Sepic、Cuk、Zeta拓撲與開關電容相結合形成新的拓撲，有效地增加了輸出增益，降低了半導體器件的電壓應力。然而，上述變換器不能實現輸入輸出之間的電氣隔離。傳統的隔離型拓撲雖然能夠通過增加變壓器變比提高輸出電壓增益，但會導致變壓器漏感變大、輸出側整流二極管的電壓應力增高，從而降低整個變換器的可靠性和效率[10]。文獻[11?12]分別將反激變換器和全橋變換器與開關電容相結合，但都存在軟開關難以實現的問題。

針對上述問題，本文將LLC全橋變換器與開關電容組成的四倍壓整流電路相結合。該變換器利用開關電容提高輸出電壓增益，減少了變壓器的體積和銅耗，降低了功率器件的電壓應力，提高了變換器功率密度，又能夠實現輸入輸出的電氣隔離，更適用于實際工程。

1" 拓撲結構與工作原理

1.1" 拓撲結構

圖1為拓撲結構電路圖。圖中：Vin為變換器的輸入直流電壓；Cin為輸入濾波電容；Vo為二次側輸出電壓，逆變網絡由4個開關管S1～S4組成；采用占空比接近50%、開關管死區時間固定的互補調頻控制方式；CS1～CS4是S1～S4的結電容；諧振網絡是由諧振電感Lr、諧振電容Cr和勵磁電感Lm組成，變壓器T的變比為n∶1；二次側是由開關電容組成的四倍壓整流濾波網絡。Lr、Cr串聯諧振頻率為[fr=12πLrCr]，Lr、Lm、Cr串聯諧振頻率為[fm=12πCr（Lr+Lm）]；電壓、電流參考方向如圖1所示。

1.2" 拓撲工作原理

為便于電路分析，僅在開關頻率fs為[fmlt;fslt;fr]范圍內進行詳細論述。假設所有元器件均為理想器件，二極管導通壓降忽略不計，由圖2所示的拓撲主要工作波形圖可知，每個開關周期可以分為8個時段，每個時段代表著一個工作模態。本文主要分析前4個工作模態，模態1～模態4拓撲主要工作原理圖如圖3所示。

模態1（t0～t1）：t0時，開關管S2、S3關斷，電感Lr、Lm與電容Cr諧振，諧振電流iLr對開關管S2、S3的結電容充電，對開關管S1、S4的結電容放電。輸出側二極管D1～D4均關斷，電容C2、C4放電對負載Ro供電，直至S2、S3的結電容充電到Vin，S1、S4的結電容放電到零，該階段結束。

模態2（t1～t2）：t1時，開關管S1、S4的體二極管DS1、DS4導通，變壓器初級電壓變為上正下負，二極管D2、D4零電流導通，勵磁電感被二次側電容箝位退出諧振，勵磁電流iLm線性下降，諧振電流iLr以正弦規律下降。電感Lr與電容Cr諧振，諧振電流iLr大于勵磁電流iLm，流過變壓器原邊的電流iP為電流iLr與電流iLm之差。次級側二極管D2導通給電容C1放電、C2充電，二極管D4導通為電容C1、C3放電，為電容C4、負載Ro充電。

模態3（t2～t3）：t2時，開關管S1、S4零電壓開通，與模態2相同，二極管D2、D4導通，二極管D1、D3截止，諧振電流iLr以正弦規律反向降低到0后，正向升高到其峰值便開始下降，勵磁電流iLm反向線性下降到0后正向上升，直到勵磁電流iLm與諧振電流iLr相等時，該階段結束。

模態4（t3～t4）：在t3時刻，諧振電流iLr與勵磁電流iLm相等，流過變壓器原邊的電流iP下降到0，二極管D2和D4零電流關斷，同時，二次側不再對勵磁電感箝位，電感Lr、Lm與電容Cr諧振。輸入側不再向負載傳遞能量，電容C2、C4對負載Ro供電，直到開關管S1、S4關斷，該階段結束。由于8個模態是對稱的，從t4時刻開始的后半周工作模態與前半周相似，這里不再贅述。

2" 特性分析

2.1" 電壓增益

由于電容C1～C4都足夠大，因此它們的電壓在開關周期內可以視為恒定。為方便分析，忽略開關模態1、模態4、模態5、模態8這4個短暫的開關過程。

t1～t3：電流iP大于0，此時變壓器二次側[VLS]的電壓為：

[VLS=-VC1VLS=VC1-VC3+VC2] （1）

t5～t7：電流iP小于0，此時變壓器二次側[VLS]的電壓為：

[VLS=-VC1+VC2VLS=-VC1-VC3+VC4+VC2] （2）

根據變壓器的伏秒平衡可得：

[VC2=VC3=VC4=2VC1Vo=4VC1] （3）

根據基波等效分析法得到如圖4所示的變換器基波等效電路。變壓器原邊電流iP的基波分量有效值[IP1]、等效電阻[Rac]為：

[IP1=2πIon，" Rac=n22π2Ro] （4）

式中：[Io]為輸出額定電流，為額定功率[Po]與輸出電壓[Vo]比值；[Ro]為額定負載，為輸出電壓[Vo]與輸出額定電流[Io]比值。定義變換器諧振角頻率[ωr=1LrCr]，特征阻抗[Zr=LrCr]，勵磁電感[Lm]與諧振電感[Lr]比值[K=LmLr]，歸一化開關頻率[fn=fsfr]，品質因數[Q=ZrRac]。

輸入阻抗表示為：

[Zin=jωLr+1jωCr+jωLm//Rac] （5）

諧振槽的等效電路的傳遞函數公式如下：

[HLLCjω=VMNVAB=jωLm//RacjωLr+1jωCr+jωLm//Rac]

式中：[VMN]為電壓[vMN]的基波電壓有效值；[VAB]為電壓[vAB]的基波電壓有效值。

將傳遞函數進行化簡，可得諧振槽電壓增益函數為：

[MLLCfn=11+1k1-1f2n2+Qfn-1fn2] （6）

所提變換器的增益M為：

[M=4nMLLCfn] （7）

2.2" 器件電壓、電流應力

根據第1.2節對于變換器運行模態的分析，可知開關管S1～S2、二極管D1～D4的電壓應力分別為：

[VS1=VS2=VS3=VS4=VinVD1=VC2=12Vo， VD2=VC4=12VoVD3=VC3=12Vo， VD4=VC4=12Vo]

根據電容的安秒平衡原理，可得二極管D1～D4的平均電流為：

[ID1=ID2=ID3=ID4=Io] （8）

當變換器工作于諧振頻率點時，根據工作原理分析，計算得到勵磁電感電流的有效值[ILmRms=4NVo42π2πfrLm]，則諧振電感電流有效值[ILrRms=I2P12+I2LmRms]，流過開關的電流有效值為[ILSRms=ILrRms]。

3" 變換器的參數設計

本文變換器主要設定參數如下：輸入電壓為90～110 V，輸出電壓為400 V，最小輸入電壓[Vinmin]為90 V，最大輸入電壓[Vinmax]為110 V，額定輸入電壓[Vin nom]為100 V，額定功率[Po]為1 kW，fr=100 kHz，諧振腔所需最小增益[MLLC min=VoVin min×4]，諧振腔所需最大增益[MLLC max=VoVin max×4]。根據參考文獻[13]得出設計步驟如下。

1） 計算變壓器變比[n=4Vin nomVo]。

2） 選取K=4.5，Q=0.42。

3） 計算諧振參數，特征阻抗[Zr=QRac]，諧振電感[Lr=Zr2πfr]，勵磁電感[Lm=kLr]，諧振電容[Cr=12πfrZr]。

4） 軟開關計算。

為了保證開關管ZVS的實現，變換器的輸入阻抗必須成感性。當電路輸入阻抗為阻性時，公式（5）的虛部為0，求解得：

[Qres=（1+k）f2n-1f2nk21-f2n] （9）

式中[Qres]表示變換器工作于感性區的最大品質因數。

將式（9）代入式（5）中，得到輸入阻抗呈純阻性時對應的諧振腔電壓增益表達式為：

[Mresfn=11k1-1f2n+1] （10）

根據式（6）、式（10）得出LLC諧振變換器增益曲線，如圖5所示。由圖5可以看出，區域一和區域三為ZVS工作區域，區域二為ZCS工作區域，滿足了電壓增益范圍的要求，且留有裕量，參數設計合理。

4" 實驗驗證

為驗證所提拓撲結構的合理性以及參數設計的準確性，搭建了一臺額定功率為800 Ｗ的實驗樣機，具體參數如表1所示。圖6、圖7分別為實驗樣機在輸入電壓為90 V、110 V和功率為800 W的實驗波形，實現了開關管的ZVS開通和二極管的ZCS關斷；利用開關電容實現了輸出電壓的高增益，輸出電壓均為400 V，適用于直流微電網的應用；且二次側二極管的電壓應力僅為輸出電壓的[12]，是全橋整流的0.5倍、半橋整流的0.25倍，與理論分析相一致。

5" 結" 語

針對傳統的應用于光伏并入直流微電網的隔離型變換器存在的變壓器體積大、損耗高和半導體器件電壓應力高等問題，將全橋LLC諧振變換器與開關電容組成的四倍壓整流濾波電路相結合，提出一種新的DC?DC變換器。經過實驗驗證，該變換器實現了開關管的ZVS開通，二極管的ZCS關斷；減小了變壓器的體積和銅耗；轉換效率最高可達94.9%。二次側二極管的電壓應力為輸出電壓的[12]，是全橋整流的0.5倍、半橋整流的0.25倍，且平均電流相同，有利于器件的選型，更適用于直流微電網的應用，有一定的工程實用價值。

注：本文通訊作者為國夢珠。

參考文獻

[1] NING G， CHEN W. Asymmetric pulse frequency modulation with constant on?time for series resonant converter in high?voltage high?power applications [J]. IEEE access， 2019， 7： 176971?176981.

[2] 林夢宇，謝岳，楊輝，等.一種CLLLC諧振型雙向DC/DC變換器效率優化技術研究[J].現代電子技術，2023，46（2）：120?124.

[3] 盧世蕾，孫凱，曹國恩，等.面向光伏直流升壓系統的高壓大功率LLC諧振變換器設計方法[J].中國電機工程學報，2023，43（15）：5970?5983.

[4] TANG Z， YANG Y， BLAABJERG F. Power electronics： the enabling technology for renewable energy integration [J]. CSEE journal of power and energy systems， 2021， 8（1）： 39?52.

[5] 王國儒，張東青，王靖喬，等.一種單輸入高增益DC?DC變換器設計[J].現代電子技術，2022，45（20）：97?102.

[6] 曾怡達，姚琴，賈欽貴，等.新型二次型高增益DC/DC變換器及特性研究[J].電力電子技術，2023，57（11）：115?117.

[7] 魏業文，李明，李俊波，等.基于SEPIC的新型高增益DC?DC變換器及衍生拓撲分析[J].電力系統及其自動化學報，2024，36（4）：19?29.

[8] 陳紅星，林維明，曾濤.一種可擴展單元的高增益升壓Cuk電路[J].中國電機工程學報，2019，39（23）：7013?7022.

[9] 楊子鑫，陳忠華.新型高增益開關電容Zeta式DC?DC變換器[J].遼寧工程技術大學學報（自然科學版），2023，42（2）：220?227.

[10] 袁義生，梅相龍，姬鵬遠.一種Boost?LCL諧振變換器[J].中國電機工程學報，2019，39（7）：2166?2175.

[11] 丁杰，尹華杰，趙世偉.反激式隔離型高增益DC/DC變換器[J].電源學報，2022，20（2）：26?33.

[12] TIAN Q， ZHANG X， ZHOU G， et al. A family of symmetrical bipolar output converters based on voltage multiplying rectifiers for interfacing renewable energy with bipolar DC microgrid [J]. IEEE transactions on power electronics， 2023， 38（7）： 9157?9172.

[13] 何圣仲，代東雷，何曉瓊，等.一種交錯級聯多模式變頻寬輸出LLC變換器[J].電機與控制學報，2021，25（6）：54?62.