L頻段低雜散下變頻器設計

中圖分類號：TN773.4 文獻標志碼：A

文章編碼：1672-7274（2025）07-0045-03

Design of a L-band Down-conversion with Low Spurious

CHANG Haixing，DENG Shiming，LI Yang （NanjingPandaHanda TechnologyCo.，Ltd.，Nanjing21oo14，China）

Abstract：A L-band down-conversion with low spurious is designed in this paper. The downconverter can convert the frequency （750 MHz～1 450 MHz） of the L-band signal to 70MHz .The downconverter adoptsa dual-frequency conversionschemeandselectsafilter withhighout-of-band rejection toachieve lowspurious output.The testresults of the downconverter meet the requirements ofthe performance index，which verifies the feasibility of the scheme.

Keywords：L-band; low spuriousup; down-converter

0 引言

L頻段下變頻器是衛星通信系統下行鏈路的重要組成部分，在無線通信、電子對抗、導航、雷達等多個領域起到非常關鍵的作用。隨著衛星通信技術的快速發展，對L頻段下變頻器的性能要求也在不斷提高[]。小型化、低相噪、低雜散、高靈敏度的L頻段下變頻器已成為衛星通信系統下行鏈路技術發展的主要趨勢。

信號，從而無法實現低雜散指標要求[2]。為了讓本振頻段不與輸入信號頻段重合，并且要抑制鏡像干擾，第一次變頻采用高中頻方案，讓本振信號和鏡像干擾盡可能遠離有用信號，再通過第二次變頻，將相關雜散頻率搬移到濾波器帶外，就可以得到所規定的低中頻。通過使用混頻諧波計算器進行仿真分析，選擇兩次變頻方式：L頻段射頻信號通過兩次變頻后，最終輸出70MHz 低中頻信號（詳見圖1）。

方案設計

L頻段下變頻器的主要設計參數要求，詳見表1。

表1L頻段下變頻器設計參數要求

實現變頻的方式主要有兩種：一次變頻和多次變頻，如果采用一次變頻，將750MHz～1450MHz直接變頻至 70MHz ，那本振信號頻率應為 680MHz～ 1380MHz ，鏡像干擾頻率為 820MHz～1520MHz 此時本振信號和鏡像干擾頻率部分頻段都會與輸入信號頻段重合，這會導致混頻器前端的帶通濾波器無法濾除與輸入信號頻段重合的本振泄露信號和鏡像干擾

圖1L頻段下變頻器鏈路設計原理圖

混頻鏈路1將L頻段射頻信號頻譜搬移至高中頻；混頻鏈路2將高中頻頻譜搬移至 70MHz 。

2 電路設計

2.1混頻鏈路1設計

圖2為混頻鏈路1的設計原理圖。

輸入的射頻信號進入系統后，先經過帶通濾波器來抑制鏡像雜散；再經過1級低噪聲高增益放大器降

圖2混頻鏈路1設計原理圖

低整個鏈路的噪聲系數，然后將放大后的射頻信號與高本振信號（ 1580MHz～2280MHz） 進行第一次混頻，再經過濾波、放大后，得到高中頻信號。

2.2混頻鏈路2設計

圖3為混頻鏈路2的設計原理圖。

圖3混頻鏈路2設計原理圖

輸入的高中頻信號先通過有源混頻器后輸出70MHz 低中頻信號，再通過低通濾波器抑制本振的泄漏，再通過LC濾波器進一步對雜散抑制，最后通過1dB壓縮點輸出功率較高的兩級放大器輸出。

3 主要技術指標分析

3.1雜散分析

L頻段下變頻器的雜散信號主要有：本振信號和其高階諧波；兩個本振信號的組合干擾；輸入信號和其諧波與本振信號和其諧波混頻得到的組合干擾。

為避免本振和其高階諧波泄漏，以及兩個本振信號的組合干擾形成帶內雜散，對兩個鏈路進行了分腔隔離設計（詳見圖4），對其本振的空間輻射隔離 ?60 dB。

經過混頻組合干擾仿真可得到在第一次混頻組合干擾仿真結果中只有lmRF－nLO|組合干擾（詳見表2），干擾頻率與高中頻 830MHz 間隔很遠，并且沒有mRF+nLO組合干擾，其中， m 表示射頻輸入信號頻率的諧波次數， n 表示本振信號頻率的諧波次數，第二次混頻沒有任何的組合干擾。

表2第一次混頻后的組合干擾頻率

選擇的混頻器具有雜散低、線性度高等優點，可抑制由本振在通道上的泄漏、輸入信號及其諧波與本振信號及其諧波混頻得到的組合干擾，混頻器諧波抑制指標詳見表3。

表3混頻器諧波抑制指標

選擇的混頻器對本振到中頻輸出的隔離度?24 dB，對組合干擾的隔離度 ?40 dB，兩次混頻輸出后分別增加了一級帶通濾波器，最終對本振信號泄露隔離 ≥69 dB，對組合干擾隔離 ?90 dB，能夠滿足下變頻模塊雜散指標要求。

3.21dB壓縮點輸出功率分析

圖4L頻段下變頻器實物圖

1dB壓縮點用于衡量系統在高功率狀態下的非線性程度，如果信號輸入功率過大，鏈路通道的輸出和輸入功率變化關系就不再是線性關系，表明鏈路通道處于壓縮狀態或飽和狀態[3]。1dB壓縮點輸出功率一般取決于變頻器的最后一級放大器，采用符合設計指標要求的放大器即可，同時也需要對通道增益進行合理分配，否則在輸入信號功率比較小的時候，可能已經導致了下變頻器中間某級器件處于飽和狀態，即使最后一級放大器的1dB壓縮點輸出功率很大，但整個模塊依然無法滿足設計指標要求[4]。

L頻段下變頻器采用的最后一級放大器1dB壓縮點輸出功率為 12.7dBm ，并且整個鏈路通道上的有源器件都可在線性的工作區內，因此能夠滿足設計指標要求。

3.3噪聲系數分析

噪聲系數（簡稱NF）是表示系統的輸入信噪比（SNR）_in 與輸出信噪比 （SNR）_out 的比值，是用來衡量系統網絡性能優劣的重要指標[5]。

噪聲系數越大，輸出端的信噪比會降低，信號質量會惡化，系統接收端無法更好地解調識別信號，反之，噪聲系數越小，輸出端的信噪比增大，能夠提高系統接收端信號檢測的靈敏度和可靠性[]。

級聯系統網絡的噪聲系數計算公式為

式中， NF 表示整個級聯系統的總噪聲系數； NF₁. NF₂ .NF₃，…，NF_n 分別為第1級、第2級、、第 in 級級聯系統網絡的噪聲系數； G₁，G₂，…，G_n-1 分別為第1級、第2級、…、第n-1級級聯系統網絡的增益[7]。

從式（2）可知，下變頻器噪聲系數指標關鍵在于第一級的噪聲系數 ?NF₁ 和增益 G₁ ，為了降低下變頻器的噪聲系數，在混頻前級選用了低噪聲高增益放大器，該放大器增益為 26dB ，噪聲系數為1.25dB，因此能夠滿足要求[8]。

3.4增益分析

通過使用系統鏈路參數計算器進行仿真分析，增益能夠達到44.8dB，噪聲系數能夠達到2.38dB，能夠設計指標要求[]。

4 測試結果

L頻段下變頻器設計、調試完成后實測結果如表4所示，均能夠滿足設計指標要求。

表4L頻段下變頻器測試結果

5 結束語

本文設計了一款L頻段低雜散下變頻器，PCB尺寸僅有 53mm×66mm×1.8mm ，通過采用兩次變頻方案并使用具有更高帶外抑制的濾波器來實現的，內部采用模塊化設計，便于調試和維修，性能穩定可靠，目前該變頻器已經在某工程中實現批量生產。

參考文獻

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