電壓控制ＬＣ振蕩器（Ａ題）

潘晨聰　劉倩如　韓　耕

核心模塊的方案論證

1.正弦壓控振蕩電路（VCO）的論證

本設計選用西勒振蕩電路作為VCO。這種電路的特點是：振蕩頻率由C3、C4決定，但反饋系數(shù)由C1、C2決定，解決了基本三點式振蕩設計中存在的改變振蕩頻率必改變反饋系數(shù)的矛盾。綜合考慮穩(wěn)幅輸出和調(diào)諧方便，本設計選用變?nèi)荻O管取代C4實現(xiàn)本系統(tǒng)的核心模塊VCO（圖1）。

2.穩(wěn)幅控制的選擇與論證

方案一采用帶有自動增益控制的運放，對VCO輸出信號進行放大的同時又穩(wěn)定輸出幅度。這種設計方案要求運放有較高的帶寬增益積，價格比較貴，性價比不高，故不采用。

方案二采用自動增益控制的辦法，對VCO的輸出進行檢波，檢波輸出信號經(jīng)濾波后反饋回振蕩器，控制振蕩器的靜態(tài)工作點，使VCO輸出幅度基本保持不變。這種閉環(huán)控制的方法理論上會有很好的效果。但具體實現(xiàn)電路復雜。重要的是這種方案在振蕩器起振前，無法給出正確的靜態(tài)工作點，故不采用此方案。

方案三 對方案二進行改進，用軟硬件結(jié)合的辦法，通過幅度測定反饋，實時動態(tài)調(diào)整靜態(tài)工作點，實現(xiàn)穩(wěn)幅輸出。具體實現(xiàn)辦法為：利用數(shù)控電位計控制基極的電壓。為使VCO順利起振，預先測試好每個頻率基本穩(wěn)幅輸出所需的基極電壓，量化做表，存ROM中，在控制鎖相環(huán)設定頻率的同時給出該頻率起振所需的基極電壓。在振蕩器起振后，通過檢波和A/D采樣，實時檢測輸出電壓，根據(jù)檢測結(jié)果由單片機隨時調(diào)整數(shù)控電位計的工作狀態(tài)，構(gòu)成穩(wěn)定的反饋回路。

3.VCO控制電壓產(chǎn)生模塊方案

方案一D/A控制 此方案需預先測試和計算好產(chǎn)生固定頻率所需的控制電壓。為方便控制將它量化存于ROM之中，在需要時利用單片機控制D/A轉(zhuǎn)換即可完成。此方案設計的是一個開環(huán)的系統(tǒng)，致使它的穩(wěn)定性不好，且頻率步進無法做得很小，不符合設計中發(fā)揮部分的要求，故不為本系統(tǒng)采用。

方案二鎖相環(huán)（PLL）技術 從圖2中既可看出這是一個閉環(huán)控制的系統(tǒng)。它能夠根據(jù)鑒相器的輸出自動調(diào)整VCO的控制電壓，產(chǎn)生振蕩頻率的穩(wěn)定度與晶振相同。VCO的輸出頻率由以下公式得出：f=(M/N)fr

由公式可知：只需改變M、N的值，即可對VCO實現(xiàn)有效壓控，產(chǎn)生所需要的頻率。考慮到市面上有大量集成度高、工作性能穩(wěn)定的PLL器件，本設計采用這種方案實現(xiàn)。具體采用電路，見系統(tǒng)設計與計算。

4.功率放大電路的選擇與論證

功率放大電路按晶體管的導通時間逐次遞減分為甲（＝180。）、乙（＝90。）、丙（≤90。）幾種。理論上說：導通角越小即導通時間越短，電路工作的效率越高，但為還原初始信號所需的后級電路也越復雜。

分析系統(tǒng)的任務是要完成在30MHz點頻的高效率功率放大，故設計采用導通角小于90。丙類放大，這就需要有較大的功率激勵才能驅(qū)動，所以在設計時，在丙類放大前加一個甲類放大以產(chǎn)生足夠的驅(qū)動電壓。

主要單元電路分析

1.系統(tǒng)簡介

圖3為系統(tǒng)框圖。其中A為系統(tǒng)控制模塊；H為PLL環(huán)路低通濾波模塊；F為靜態(tài)工作點控制模塊；B為測頻模塊；D為功率放大模塊；C為峰峰值測量模塊。PIC單片機承擔本系統(tǒng)的流程控制模塊。PLL集成芯片、D/A芯片需要單片機參與工作。系統(tǒng)的人機交換接口鍵盤和LCD顯示也由PIC單片機控制。

2.系統(tǒng)各模塊理論分析和實際設計

（1）VCO模塊

本設計的VCO模塊選用的是西勒振蕩電路，具體實現(xiàn)電路圖如圖1。本設計電路簡單且均由分離器件組成，每個元件的選取都會影響整個系統(tǒng)的工作情況。下面對具體元件的選取作簡要的分析。

選頻網(wǎng)絡的設計 分析西勒振蕩電路的振蕩原理，高Q值的諧振回路是電路起振的關鍵。Q值不高就無法從豐富的頻率分量中選出可以構(gòu)成自激振蕩的頻率分量構(gòu)成正反饋，振蕩電路就無法正常起振。諧振回路的Q值反應的是回路在諧振時的能量損耗。損耗越小，Q值越高。解決這一問題的方法是盡可能選擇高Q值的L和C。一般情況下，電容的Q值較高，不會對回路的Q 值構(gòu)成主要影響。電感成為影響諧振回路的主要因素。理論上講空心的電感線圈損耗較小，Q值較高，但電感值較小無法滿足回路的需要。經(jīng)過反復實踐，選頻網(wǎng)絡選用高頻材料鎳芯作為繞制電感的材料，在繞制時，需要利用Q表反復測定電感量和對應的Q值。

變?nèi)荻O管是整個選頻網(wǎng)絡的關鍵元件，也是決定整個VCO工作性能的關鍵元件。由頻率的計算公式很容易看出，C4變化范圍的大小決定了VCO的覆蓋系數(shù)（覆蓋系數(shù)的定義為：VCO輸出的最高頻率/VCO輸出的最低頻率）。在參考了大量變?nèi)荻O管參數(shù)后，本系統(tǒng)選用MMBV109作為C4。它的變化范圍是6～40pF：適合的工作頻率在幾十MHz，完全可滿足本系統(tǒng)的需要。

設計時考察了變?nèi)荻O管的Cj-Vc控制特性曲線如圖4。

在圖中可發(fā)現(xiàn)反偏電壓較小的一段是電容量變化較大的一段。但是當反相控制電壓值較小時，疊加上高頻的振蕩電壓，有可能使單個二極管工作在正向?qū)顟B(tài)，而使VCO無法正常工作。為了能夠利用曲線中電容量變化較大的一段，本設計的變?nèi)莨懿捎妹鎸γ孢B接方式。見圖5。采用這種連接方式，使得每只變?nèi)荻O管承受的高頻電壓減小一半，在改善VCO線性度的同時延展了變?nèi)莨艿挠行Чぷ鞣秶?/p>

在實踐中，為選用合適的電容變化量，設計采用四只變?nèi)荻O管先并聯(lián)再對聯(lián)的方式，連接方式見圖6。分析這種設計帶來的好處（圖7）是：變?nèi)荻O管動態(tài)內(nèi)阻rds因并聯(lián)減小，進一步提高了諧振回路的Q值。

選頻網(wǎng)絡的另一個重要元件是C3。它與C4一起決定了回路的諧振頻率。這使得C3的值不宜過大，否則影響整個VCO的覆蓋系數(shù)；但其值也不宜過小，否則電路無法起振。經(jīng)過反復實踐，最后選定的C3的值為5pF。

轉(zhuǎn)換波段的設計本系統(tǒng)VCO要實現(xiàn)的波段覆蓋范圍為15～35MHz。理論上講改變變?nèi)荻O管Cj的值，即可實現(xiàn)振蕩頻率從15～35MHz的改變，但在實踐中并非如此。首先是很難找到變?nèi)荼饶軌虼蟮?.4的可變電容。其次由圖可見，電容量變化較大的一段由于反偏控制電壓過小無法使用。本設計采用的解決方案是：在不改變振蕩主回路的情況下，采用切換電感的方法實現(xiàn)設計任務中對VCO輸出頻率覆蓋的要求。具體實現(xiàn)電路見圖8。

為實現(xiàn)波段的快速自動轉(zhuǎn)換，電路采用電壓控制開關二極管的導通實現(xiàn)。開關二極管導通的等效電路圖見圖9。其中rds為開關二極管的導通電阻。這個電阻值一般為十幾歐姆，它會對回路的Q值產(chǎn)生影響，嚴重時振蕩器將無法起振。在實踐中發(fā)現(xiàn)二極管的導通電流越大，rds越小。故設計采用圖8中所示的三極管推動作用。當三極管處在導通狀態(tài)時，可為二極管提100mA的靜態(tài)電流。

反饋系數(shù)的計算和選取 在西勒振蕩電路中的反饋系數(shù)B=C1/(C1+C2)，在實際選取C1、C2的值時，除了要使電容比值滿足由公式?jīng)Q定的B值，還應考慮到C1、C2實際值的大小。電容值選取過大，對于高頻電壓相當于對地短路，無法實現(xiàn)有效的反饋；電容值過小，不滿足西勒振蕩電路C1≥C3，C2≥C3的條件。在參考了經(jīng)驗設計電路后，本設計選用的C1＝47pF，C2＝94pF。實踐檢驗可滿足全波段起振所需的反饋系數(shù)。

設置靜態(tài)工作點 合理的靜態(tài)工作點設置極為重要，它決定了振蕩器是否能起振和輸出幅度的大小。振蕩器的輸出能量是由晶體管提供的。三極管的靜態(tài)工作電流Ie高，可為回路提供能量，振蕩器的輸出幅度也由它決定。一般來講，回路所選的L、C元件參數(shù)定了，能量的損耗就定了。但考慮到VCO的諧振回路的元件參數(shù)始終處于動態(tài)變化之中。根據(jù)回路Q值的計算公式：Q0=R0√C/L， 諧振頻率越高，變?nèi)荻O管的C4值越小，Q值越低，振蕩器的輸出幅值也越小。但在實際測試時振蕩器的輸出并非按此變化。分析產(chǎn)生這種情況的主要原因是：所選用的L、C器件的最佳工作頻率為50MHz，在遠低于此頻率時元件的性能將會發(fā)生較大變化，等效結(jié)果是回路的諧振等效并聯(lián)電阻R0下降，導致Q值嚴重下降，成為影響幅度輸出的重要因素。這種情況在切換電感時的表現(xiàn)更加明顯。因為串入的二極管內(nèi)阻rds極大地影響了回路的Q值。

為了在大的波段覆蓋范圍內(nèi)實現(xiàn)穩(wěn)幅輸出，根據(jù)方案論證中的設計，本系統(tǒng)采用軟件結(jié)合硬件的辦法實現(xiàn)穩(wěn)幅輸出。

軟件模塊的具體實現(xiàn)辦法：利用數(shù)控電位計控制基極的電壓。數(shù)控電位器根據(jù)輸出頻率的不同，提供不同的靜態(tài)工作電流。本設計采用的數(shù)控電位計——DS1267－100的控制位數(shù)為8位，這就決定了對控制電壓的量化共有256個區(qū)分度。綜合考慮設計需要，將控制電壓設定在0～5V，最小變化量為0.02V，完全可以滿足設計中輸出峰峰值變化不大于10％的要求。這就需要預先測好對應頻率穩(wěn)幅輸出所需的直流電壓，將它做表存在ROM之中。當PIC單片機在控制PLL產(chǎn)生設定頻率時，只需查表即可給出相應的靜態(tài)工作電流Ie。

本設計提供13～36MHz，步進為2kHz，共有11500個有效頻點。設定所有的靜態(tài)工作點，要在示波器的測試下，反復設定。為縮減測量時間，系統(tǒng)設計了一個通用的測量方法。在起振開始給出一個大多數(shù)頻點都能起振的靜態(tài)工作點，這時的振蕩幅值通常較大，而后由單片機執(zhí)行一個自動降低靜態(tài)工作點的程序，如果在示波器上看到幅值降到要求的大小，就暫停，記下此靜態(tài)工作點的值。對于起振靜態(tài)工作點要求特殊的頻點，留在最后測試。此方法大大提高了系統(tǒng)測試速度。

硬件模塊的具體設計：在振蕩器的輸出回路采用峰值檢波和A/D采樣的辦法，使得PIC單片機實時檢測到輸出電壓，再由PIC單片機控制數(shù)控電位計對振蕩器的靜態(tài)工作電流實現(xiàn)進一步動態(tài)微調(diào)控制。

這兩種設計方案的結(jié)合保證了振蕩器在順利起振的前提下，全工作時間段實現(xiàn)穩(wěn)幅輸出。

晶體管有源器件的選取 晶體管作為整個VCO的有源器件，在選定時有特殊的參數(shù)要求。本設計中，晶體管需要有較高的特征頻率fT，較大的靜態(tài)工作電流Icm和較小的極間電容。在查閱了國產(chǎn)晶體管手冊后發(fā)現(xiàn)，晶體管2G711A的fT＝500MHz，Icm＝150mA，Cob＝10pF，在同類常用三極管中的高頻性能較好，為本設計采用。

隔離級模塊為保證VCO的正常工作，一定要在VCO的輸出和后級模塊之間加入隔離級。原因是：VCO實際工作中的振蕩回路的Q值應為空載Q值Q0。Q0表示的是諧振回路沒有任何后繼電路時的能量損耗情況，在加入后級電路后，后級電路的輸入電阻成為VCO的負載。

本設計中的后級電路的輸入阻抗較小，會嚴重影響回路的Q值。為降低這種影響，須在VCO輸出和后級電路中加入隔離級，以保證VCO的正常工作和輸出信號有效傳輸?shù)较乱患墶?/p>

本設計選用的隔離級為共集組態(tài)的放大電路（圖10）。共集組態(tài)的放大電路的特點是：輸入阻抗高，輸出阻抗低，工作頻帶寬，輸出電壓增益幾乎為一，且設計簡單，有大量的可參考電路。

在各個模塊級聯(lián)調(diào)試時，設計將共集組態(tài)的隔離級深度加為兩級。主級隔離開所有后級電路與VCO回路，次級分為兩個并行的隔離級。一級的輸出作為PLL和比較器的輸入（屬于頻率測量模塊），因為這兩個模塊協(xié)同VCO一起工作。一級輸出作為整個VCO系統(tǒng)般的測試和輸出接口，后級的功率放大模塊在此接口與VCO相連。具體關系見圖11。

甲類放大模塊 甲類放大的設計電路為常用的共基組態(tài)。設計中主要解決的問題有兩個。共基組態(tài)放大電路的特點是：電壓放大倍數(shù)高，但通頻帶相對較窄。根據(jù)頻帶和增益之間的反比關系，需要在電路中引入交流負反饋降低增益以增大帶寬。另一個是級間耦合問題：為使甲類放大電路的輸出功率有效地傳輸?shù)较乱患墸则?qū)動丙類放大。

在設計高頻功放時，級間耦合的作用有兩個：一是在所要求的信號頻帶內(nèi)進行有效的阻抗變換，使前級的功率有效傳輸?shù)较乱患墶Ｗ儞Q的理想結(jié)果是使得后級的輸入電阻等于前級的輸出電阻。這時為理論上的最佳阻抗匹配。二是無損地通過所需頻率的信號，并充分地抑制無用的雜散信號。這一設計問題是在諧振放大時特有的，在丙類設計中有理論解釋和相應計算。

甲類放大電路工作在晶體管的線性區(qū)，是無失真的放大，只要進入放大級的信號中沒有無用的頻率分量，在輸出級也不會有，所以本級耦合電路要解決的問題是阻抗變換問題 。考慮設計電路盡可能簡單，本設計選用變壓器耦合方式。

丙類放大模塊 丙類放大是本系統(tǒng)功率放大模塊的核心部分。丙類放大采用的也是共基組態(tài)的放大電路。它與甲類放大的區(qū)別是：丙類放大的晶體管在有效信號的整個周期只有部分時間處于導通狀態(tài)。管子工作在非線性狀態(tài)。在集電極的輸出中，有所需信號的各次諧波份量。這是就需要前面提到的諧振耦合形式的輸出。參考書目中提供了很多類型的匹配網(wǎng)絡，經(jīng)過實際計算，本設計采用圖12所示的T型網(wǎng)絡。

（2）PLL頻率合成器

方案一 采用中規(guī)模通用集成芯片實現(xiàn)。實現(xiàn)框圖見圖13。此種方案的工作頻率被高速比較器的工作速度限定。因為采用了固定分頻，頻率的步進間隔較大，而且元件分散，整個系統(tǒng)的性價不高，故不采用。

方案二 采用中規(guī)模專用頻率合成芯片實現(xiàn)。采用內(nèi)部集成了可編程分頻與鑒相器的單片鎖相集成芯片MC145146，再與雙模前置分頻器MC12011級聯(lián)使用。由于采用了吞脈沖技術，工作頻率可達百兆，頻率的步間隔也可很小。此方案也是很好的選擇。

方案三 采用集成度更高的專用鎖相集成芯片——BU2614。BU2614是用在數(shù)字調(diào)諧收音機中的鎖相集成芯片。其內(nèi)部集成了前置分頻、可變程序分頻器、參考分頻器和鑒相器。工作頻率范圍10～130MHz，頻率步進為1kHz，完全滿足本系統(tǒng)的需求，而且電路簡單，控制靈活方便，故為本設計采用。

以BU2614為核心構(gòu)成的鎖相頻率合成器和環(huán)路濾波電路，BU2614的最高工作頻率達130MHz，采用串行置數(shù)方式。該電路中參考頻率取1kHz，主要是為了減小步進間隔。1kHz信號由晶振分頻得到，所以VCO的頻率穩(wěn)定度幾乎和晶振的穩(wěn)定度一樣高。

因為VCO的控制電壓范圍為0～12V，如果僅僅對BU2614的鑒相輸出進行簡單的低通濾波，勢必達不到所需的電壓幅度范圍，因此采用有源比例積分濾波器。對鑒相器進行濾波的同時進行放大，其中比例積分電路如圖14。

頻率測量模塊 為實現(xiàn)對15～35MHz的高頻信號的頻率測量，需用高速的比較器實現(xiàn)正弦波到方波的轉(zhuǎn)換。參考市面上高速比較器的性能，最后采用MAX900。它的延遲時間為7ns，輸入信號可為交流信號，輸出電平為TTL電平，可方便地用作后級處理。

比較器的輸出信號頻率太高，利用PIC單片機的內(nèi)部計數(shù)器無法對其測頻。可用一個高速的D觸發(fā)器對其實現(xiàn)二分頻，而后利用PIC單片機中的計數(shù)器實現(xiàn)頻率測量，并在LCD上顯示。

軟件流程設計

軟件流程圖見圖15。

本系統(tǒng)涉及的模擬硬件電路較多，且較為復雜。VCO和功率放大模塊屬純硬件部分，又屬于高頻部分。所用的電容值多在十幾pF數(shù)量級，導致管腳分布電容對電路的不確定影響極大，加之晶體管的特性參數(shù)也存在較大差別，實際測試結(jié)果與理論值存在較大的誤差，所以在測試時需要反復調(diào)整電感和電容的具體數(shù)值，才能有理想的結(jié)果。其中的PLL和數(shù)控電位計模塊屬于可編程控制器件，在調(diào)試時需軟硬件的聯(lián)合調(diào)整。

專家點評：該文采用變化電感來擴大LC振蕩電路的頻率覆蓋范圍，并采用軟、硬件結(jié)合的方法，通過測定LC振蕩電路輸出電壓，實時地通過數(shù)控電位計動態(tài)地控制工作點，達到穩(wěn)幅的目的。

點評專家：羅偉雄，北京理工大學信息工程學院教授，全國大學生電子設計競賽專家組成員