新型無源無損單周控制的高功率因數(shù)整流器

張厚升，趙艷雷

(山東理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，山東 淄博，255049)

新型無源無損單周控制的高功率因數(shù)整流器

張厚升，趙艷雷

(山東理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，山東 淄博，255049)

設(shè)計(jì)一種新型單相高功率因數(shù)整流器。主電路采用無源無損緩沖網(wǎng)絡(luò)來實(shí)現(xiàn)主開關(guān)管的零電流開通和零電壓關(guān)斷，控制電路采用基于單周期控制的CCM型功率因數(shù)校正芯片IR1150作為主控芯片。分析單周期控制的功率因數(shù)校正與無源無損網(wǎng)絡(luò)的工作原理，對(duì)高功率因數(shù)整流器的主要模塊如升壓儲(chǔ)能電感、無源無損網(wǎng)絡(luò)、EMI濾波器和噪聲干擾的抑制等進(jìn)行分析與設(shè)計(jì)。研究結(jié)果表明：該高功率因數(shù)整流器設(shè)計(jì)合理、性能可靠，無需傳統(tǒng)PFC電路所需的乘法器、輸入電壓采樣以及固定的三角波振蕩器，簡(jiǎn)化了PFC電路的設(shè)計(jì)并縮小了裝置體積，功率因數(shù)可達(dá)0.992。

高功率因數(shù)整流器；功率因數(shù)校正(PFC)；單周期控制；無源無損

電力電子設(shè)備的輸入電路普遍采用二極管整流和電容濾波來組成整流環(huán)節(jié)。由于整流二極管的非線性和濾波電容的儲(chǔ)能作用，使得輸入電流發(fā)生畸變而成為脈沖狀的電流波形，其中含有大量的諧波分量。當(dāng)這些諧波分量注入電網(wǎng)時(shí)，會(huì)引起嚴(yán)重的諧波“污染”。所以對(duì)電力電子設(shè)備進(jìn)行功率因數(shù)校正已成必然趨勢(shì)[1?2]。目前，大多數(shù)整流器采用平均電流控制來達(dá)到校正功率因數(shù)的目的，但平均電流控制中需要檢測(cè)輸入電壓、電感電流和輸出電壓，并且還使用乘法器來實(shí)現(xiàn)[3]，使得系統(tǒng)控制復(fù)雜，投資大。Smedley等[4]提出的單周期控制技術(shù)較好地解決了這個(gè)問題。單周期控制技術(shù)是一種不需要乘法器的新穎控制方法，它同時(shí)具有調(diào)制和控制的雙重性，而且無論是穩(wěn)態(tài)還是暫態(tài)，它都能保持受控量(通常為斬波波形)的平均值恰好等于或正比于控制參考信號(hào)，具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、開關(guān)頻率恒定、魯棒性強(qiáng)和易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)。該控制技術(shù)最初應(yīng)用于 DC?DC變換器[5]的控制中，現(xiàn)已逐步應(yīng)用于開關(guān)功率放大器[6]、有源電力濾波器[7]、交錯(cuò)運(yùn)行并聯(lián)開關(guān)變換器[8]、矩陣式交流穩(wěn)壓電源[9]和單相功率因數(shù)校正器[10]等領(lǐng)域。胡宗波等[11]對(duì)Boost功率因數(shù)校正變換器中單周期控制適用性的理論進(jìn)行了分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證；張純江等[10,12?13]對(duì)單周期控制的單相功率因數(shù)校正器進(jìn)行了大量的研究，但其主開關(guān)管均采用硬開關(guān)模式，開關(guān)損耗較大。目前，國(guó)際整流器公司(IR)已有基于單周期控制的 PFC(Power factor correction)芯 片 即 IR1150[14?15]問 世 ， 它 綜 合 了CCM(Continuous conduction mode) PFC的性能及非連續(xù)性電流模式(DCM)PFC的簡(jiǎn)易、可靠和元件數(shù)量少等優(yōu)點(diǎn)，提高了PFC應(yīng)用的效率。本文作者以IR1150作為主控芯片，采用一種無源無損吸收網(wǎng)絡(luò)，對(duì)Boost升壓變換器實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制，從而達(dá)到校正功率因數(shù)的目的。該無源無損吸收網(wǎng)絡(luò)降低了開關(guān)管的開關(guān)損耗，增強(qiáng)了使用壽命，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的零電流開通和零電壓關(guān)斷，提高了變換器的工作效率，且與其他諧振軟開關(guān)電路相比，降低了生產(chǎn)成本。

1 單周期控制的功率因數(shù)校正

圖1所示為單周期控制的單相boost功率因數(shù)校正電路，其中：F1為保險(xiǎn)絲；L，L1，L2和L3均為電感；VD，VD1，VD2和VD3為快恢二極管；VT為開關(guān)管；C3和C6為X電容；C4和C5為Y電容；Vo為輸出電壓；Co為輸出電容；R1為負(fù)載電阻；Rs，R1和R2為采樣電阻；CLK為時(shí)鐘信號(hào)；S1為積分器復(fù)位開關(guān)。為了分析穩(wěn)態(tài)特性，簡(jiǎn)化推導(dǎo)過程，特進(jìn)行如下假設(shè)：①忽略電感電流的紋波，電路工作于 CCM模式；②忽略開關(guān)器件的導(dǎo)通壓降和開關(guān)損耗，忽略分布參數(shù)的影響；③開關(guān)頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于電源頻率；④輸入電壓、輸入電流在幾個(gè)連續(xù)的開關(guān)周期內(nèi)是恒值，電路工作于準(zhǔn)穩(wěn)態(tài)。

單周期控制的單相boost電路的PFC控制目標(biāo)就是控制合適的變量，使輸入電流與輸入電壓都為全波整流波形且相位相同，輸入阻抗為純電阻[3]，輸入電流的平均值可以表示為：

式中：vg為輸入電壓；Re為等效輸入阻抗。

準(zhǔn)穩(wěn)態(tài)時(shí)，輸出電壓Vo與輸入電壓vg滿足：

式中：M(d)為占空比d的函數(shù)，對(duì)于boost變換器，M(d)=1/(1?d)。將式(2)代入式(1)，并將兩邊同乘以等效的電流檢測(cè)電阻Rs，則有：

圖1 無源無損單周期控制單相boost變換器的電路原理圖Fig.1 Principle diagram of passive lossless boost converter based on one cycle control

若采用IR1150作為控制芯片，則可得PFC的控制方程為：

圖1所示電路中，基于可復(fù)位積分器的單周期控制電路能夠?qū)崿F(xiàn)的控制方程為：

其中： 為積分時(shí)間常數(shù)，取 =Ts(Ts為開關(guān)周期)，則式(6)與式(5)完全一致，因此，單周期控制的 boost電路可以實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)校正的功能。

2 無源無損緩沖電路

圖1所示主電路中，由L，VT，L1，VD和Co組成升壓斬波電路，緩沖電路由L1，VD1，C1，VD2，C2，VD3和VD組成。VT采用PWM方式工作。因?yàn)閂T開關(guān)時(shí)間較短，L的取值較大，所以，近似認(rèn)為開關(guān)時(shí)iL不變[16]。電路中各點(diǎn)的工作狀態(tài)如圖2所示。該無源無損緩沖網(wǎng)絡(luò)降低了開關(guān)管的開關(guān)損耗，提高了其穩(wěn)定性，增強(qiáng)了使用壽命。它利用一組無源元件，使開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電流開通和零電壓關(guān)斷，提高了變換器的工作效率，且相對(duì)于其他諧振軟開關(guān)電路，降低了生產(chǎn)成本。

3 主要參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 boost升壓電感的設(shè)計(jì)

圖2 無源無損緩沖電路各點(diǎn)工作狀態(tài)Fig.2 Operation waveforms of passive lossless snubber circuit

設(shè)計(jì)性能優(yōu)良的PFC電路，除了選擇合適的控制芯片外圍電路元器件參數(shù)外，還要選擇合適的 boost升壓儲(chǔ)能電感器。不同磁性材料的升壓儲(chǔ)能電感器對(duì)PFC電路的性能影響大，且該電感器的接法不同，也會(huì)明顯地影響電流波形，另外，驅(qū)動(dòng)電路的激勵(lì)脈沖波形上升沿與下降沿的滯后或者有振蕩，都會(huì)影響主功率開關(guān)管的最佳工作狀態(tài)。當(dāng)增大輸出功率到某個(gè)階段時(shí)，還會(huì)出現(xiàn)輸入電流波形發(fā)生畸變甚至出現(xiàn)死區(qū)等現(xiàn)象。所以，在PFC電路的設(shè)計(jì)中，合理選擇boost PFC升壓電感器的磁芯與繞制電感量相當(dāng)重要[2]。電感的計(jì)算要以保證電感電流連續(xù)為依據(jù)，計(jì)算公式為：

式中：Vin(peak)為低輸入交流電壓對(duì)應(yīng)的正弦峰值電壓(V)；dmax為Vin(peak)對(duì)應(yīng)的最大占空比；ΔI為紋波電流(A)，計(jì)算時(shí)，假定為紋波電流的30%；fs為開關(guān)頻率(Hz)。

占空比的計(jì)算公式為：

若輸入交流電壓為220 V(最低輸入電壓為85 V)，輸出直流電壓為400 V，開關(guān)頻率為fs＝50 kHz, 輸出功率Po＝500 W，效率為η=92%，則可計(jì)算得到dmax=0.7，紋波電流為1.81 A，從而求得電感L=930 μH，實(shí)際電感取為1 mH。

升壓電感工作于電流連續(xù)模式，需要能通過較大的直流電流而不飽和，并要有一定的電感，即所選磁性材料應(yīng)具有一定的直流安匝數(shù)?？蛇x用的磁性材料有加氣隙鐵氧體、加氣隙非晶或微晶、鐵鎳鉬磁環(huán)和鐵粉芯磁環(huán)等材料[17]。鐵鎳鉬磁環(huán)機(jī)械抗震性能好，高頻損耗較小(可在100 kHz工作)，但價(jià)格比較貴，而且直流安匝數(shù)略不足。鐵氧體、非晶或微晶均需加氣隙，使斬波電感漏磁通增加，這樣會(huì)產(chǎn)生較大的電磁干擾噪聲。鐵粉芯磁環(huán)內(nèi)部均勻分布著微小氣隙，通過調(diào)節(jié)氣隙密度，可得到不同直流安匝數(shù)的磁環(huán)，這種具有分布?xì)庀督Y(jié)構(gòu)的鐵粉芯磁環(huán)漏磁通較小。隨著開關(guān)頻率增加(大于50 kHz)，鐵粉芯磁環(huán)損耗明顯增加。從成本、電磁干擾噪聲、直流安匝數(shù)、高頻損耗等方面綜合考慮，鐵粉芯磁環(huán)適宜選擇50 kHz以下開關(guān)頻率的PFC斬波電感磁性材料。本設(shè)計(jì)中，升壓電感器采用4塊EE55鐵氧體磁芯復(fù)合而成，其中心柱截面氣隙寬度為1.5 mm，boost儲(chǔ)能電感器的繞組導(dǎo)線并不用常規(guī)的多股直徑為 0.47 mm的漆包線卷繞，而是采用厚度為0.2 mm、寬度為33 mm的薄紅銅帶疊合，壓緊在可插4塊EE55磁芯的塑料骨架上，再接焊錫導(dǎo)線引出，用多層耐高壓絕緣膠帶扎緊包裹。這種薄銅帶工藝?yán)@制的 boost儲(chǔ)能電感，對(duì)減小高頻集膚效應(yīng)、改善 boost變換器的開關(guān)調(diào)制波形、降低磁件溫升均起到重要作用。

3.2 無源無損緩沖電路參數(shù)的選擇

C1的取值應(yīng)合適，雖然C1較大有利于降低VT的損耗，但若C1太大，會(huì)因換流時(shí)間太長(zhǎng)而引起有效占空比減小，也會(huì)使開通時(shí)VT瞬態(tài)電流變大。參照一般的軟開關(guān)電路的參數(shù)，VT的電容一般都小于10 nF。C2的取值應(yīng)比C1大得多，這是由于在 VT開通時(shí)，C1所儲(chǔ)存的能量基本都轉(zhuǎn)移到C2上，C2大有利于減小二極管VD的電壓應(yīng)力，但同樣會(huì)帶來因換流時(shí)間太長(zhǎng)引起有效占空比減小的問題，一般C2為C1的10～30倍較為合適。

限流電感L1根據(jù)二極管的反向恢復(fù)時(shí)間trr，C1的取值和VT設(shè)定的瞬態(tài)峰值電流值iL1決定，它的增大有利于減小VT的電流應(yīng)力，但也會(huì)帶來換流時(shí)間太長(zhǎng)的問題。在VD反向恢復(fù)期間，L1增加的電流為在C1，C2和L1諧振期間，當(dāng)L1上的電流iL1的最大值發(fā)生在C1的電壓uC1等于C2上的電壓uC2時(shí)，由于流過C1和C2的電流一直相等，所以，有

因此，只要給定VT的最大允許電流iL1，就可以計(jì)算出L1。VD1，VD2和VD3的選用主要由動(dòng)態(tài)時(shí)間參數(shù)、浪涌電流決定，因?yàn)檫@3個(gè)二極管只在VT開關(guān)后極短的時(shí)間內(nèi)通過電流，所以，可以選擇較小的二級(jí)管。

3.3 EMI濾波器與噪聲抑制

高頻開關(guān)電源產(chǎn)生的電磁干擾(EMI)主要以傳導(dǎo)干擾和近場(chǎng)干擾為主，電磁干擾分共模干擾和差模干擾2種。EMI濾波器是目前使用最廣泛、也是最有效的開關(guān)電源傳導(dǎo)干擾抑制方法之一，EMI濾波器不但要抑制共模干擾，而且必須抑制差模干擾。在圖1中給出了所設(shè)計(jì)的EMI濾波器，它接于電源輸入端與整流器之間，內(nèi)含共模扼流圈L2和濾波電容C3～C6，共模扼流圈也稱共模電感，主要用來濾除共模干擾。它由繞在同一高磁導(dǎo)率上的2個(gè)同向線圈組成，可抵消差分電流。其特點(diǎn)是對(duì)電網(wǎng)側(cè)的工頻電流呈現(xiàn)較低阻抗，但對(duì)高頻共模干擾等效阻抗較高。C4和C5為 Y電容，跨接在輸入端，并將電容器的中點(diǎn)接地，能有效地抑制共模干擾，其容量為 2.2×10?3～0.1 μF；C3和C6為X電容，用于濾除差模干擾，其典型值為0.01～0.47 μF[18]。

IR1150的驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng)，可以提供最大電流為1.5 A的門極快速驅(qū)動(dòng)。但是，高速驅(qū)動(dòng)脈沖也帶來了比較大的EMI問題。適當(dāng)?shù)卦陂T極添加驅(qū)動(dòng)電阻以減緩驅(qū)動(dòng)脈沖的電流變化率di/dt，可以降低變換器產(chǎn)生的開關(guān)噪聲，從而對(duì)前級(jí)的EMI濾波器要求也相應(yīng)降低。

PFC升壓二極管的反向恢復(fù)特性是導(dǎo)致系統(tǒng)傳導(dǎo)和輻射干擾的主要因素，在一定程度上加劇了系統(tǒng)EMI濾波器的負(fù)擔(dān)，不僅如此，功率開關(guān)管在其導(dǎo)通期間必須吸收所有的反向恢復(fù)電流，也必須將由此導(dǎo)致的額外功率消耗，這不僅提升了噪聲干擾程度，而且會(huì)影響系統(tǒng)的效率。傳統(tǒng)型單相功率因數(shù)校正主電路中的二極管是快恢復(fù)硅二極管，其材料是硅，硅的反向耐壓能力低。與硅材料相比，碳化硅(SiC)材料在性能上更適用于制造電力電子器件，因?yàn)樗哂蟹聪蚰蛪焊摺?dǎo)通電阻小、導(dǎo)熱性好以及承受反向高壓時(shí)泄漏電流小等優(yōu)點(diǎn)。目前，以碳化硅為材料的碳化硅肖特基二極管在電壓容量上已經(jīng)取得突破，電壓容量已經(jīng)達(dá)到600 V，滿足單相功率因數(shù)校正的主電路對(duì)二極管400 V的耐壓要求，而且碳化硅肖特基二極管的反向恢復(fù)速度比快恢復(fù)二極管的反向恢復(fù)速度更快。所以，選擇SiC肖特基二極管作為該系統(tǒng)的升壓二極管，以減小二極管反向恢復(fù)所引起的傳導(dǎo)和輻射干擾，同時(shí)，在升壓二極管上并聯(lián)RC網(wǎng)絡(luò)也能取得較好效果。

4 實(shí)驗(yàn)研究

根據(jù)前述理論，設(shè)計(jì)了1臺(tái)500 W的單相高功率因數(shù)整流器，控制電路采用基于單周期控制技術(shù)設(shè)計(jì)的IR1150作為主控芯片。該高功率因數(shù)整流器的各項(xiàng)保護(hù)措施如輸出過壓、欠壓、空載保護(hù)、軟啟動(dòng)、開環(huán)保護(hù)、欠壓鎖定、鎖存抗擾及靜電放電(ESD)保護(hù)等都齊全，主要實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：輸入電壓為交流 220 V、頻率為50 Hz時(shí)的工頻電源，輸出電壓為400 V，開關(guān)頻率為50 kHz，高頻輸入濾波電容Cin＝1 μF，boost升壓電感L3＝1 mH，輸出濾波電容Co＝470 μF，電流檢測(cè)電阻Rs選取值為0.1 ?、功率為3 W的無感精密電阻，電流檢測(cè)信號(hào)濾波電容Cs=4.7 nF，濾波電阻R7=100 ?。主開關(guān)管 VT選擇 500 V/24 A的IXFH24N50型MOSFET，驅(qū)動(dòng)電路采用TC4427型專用驅(qū)動(dòng)芯片。無源無損緩沖電路中，電容C1=0.01 μF，C2=0.2 μF，L1=6 μH。

圖3 柵極驅(qū)動(dòng)電壓VGS與漏源極間電壓VDS的試驗(yàn)波形Fig.3 Experimental waveform of VGS and VDS

圖 3所示為高功率因數(shù)整流器的柵極驅(qū)動(dòng)電壓VGS和漏源極間電壓VDS的試驗(yàn)波形。對(duì)于開關(guān)管采用+15 V電壓驅(qū)動(dòng)，關(guān)斷時(shí)采用?12 V負(fù)向偏壓，使之可靠關(guān)斷，使用負(fù)向關(guān)斷電壓有利于減小開關(guān)損耗和對(duì)電壓變化率dv/dt的抗干擾能力。由圖3可知：開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，其漏源極間電壓緩慢上升，最后穩(wěn)定在輸出電壓，說明無源無損吸收電路抑制了 MOS管關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的過電壓信號(hào)，起到了軟開關(guān)的作用。該無源無損吸收網(wǎng)絡(luò)降低了開關(guān)管的開關(guān)損耗，提高了其穩(wěn)定性，增強(qiáng)了使用壽命，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管的零電流開通和零電壓關(guān)斷，提高了變換器的工作效率，且相對(duì)于其他諧振軟開關(guān)電路，還降低了生產(chǎn)成本。輸入電壓Vin和輸入電流Iin的試驗(yàn)波形如圖4所示。從圖4可以看出：輸入電流能較好地跟蹤輸入電壓。對(duì)輸入電壓和輸入電流的前50次諧波進(jìn)行分析可得：在輸入電壓的總諧波畸變率(THD)為 4.623%時(shí)，輸入電流總諧波畸變率僅為4.543%，功率因數(shù)可以達(dá)到0.992，因此，可以認(rèn)為該高功率因數(shù)整流器實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)校正和低電流畸變。而且與傳統(tǒng)功率因數(shù)校正電路(UC3854控制的 PFC電路)相比，該高功率因數(shù)整流器的設(shè)計(jì)步驟更簡(jiǎn)化，組件數(shù)量更少，印刷電路的尺寸更小。

圖4 輸入電壓Vin與輸入電流Iin的實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.4 Experimental waveforms of input voltage and input current

5 結(jié)論

(1) 基于單周期控制的無源無損單相高功率因數(shù)整流器不需要輸入電壓采樣以及復(fù)雜的模擬乘法器電路，而且所需的外圍元器件少，與傳統(tǒng)功率因數(shù)校正電路相比，減小了裝置的體積。

(2) 由于采用了無源無損吸收網(wǎng)絡(luò)，實(shí)現(xiàn)了主開關(guān)管的軟開關(guān)，減低了開關(guān)管的開關(guān)損耗。

(3) 主電路的設(shè)計(jì)中采用了一種新型薄銅帶工藝?yán)@制的 boost儲(chǔ)能電感，它可以有效地減小高頻集膚效應(yīng)，改善 boost變換器的開關(guān)調(diào)制波形，降低磁件溫升等。

(4) 該功率因數(shù)整流器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、實(shí)用，而且性能可靠，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)校正和低電流畸變，應(yīng)用價(jià)值較高。

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(編輯 劉華森)

A novel passive lossless high power factor rectifier based on one cycle control

ZHANG Hou-sheng, ZHAO Yan-lei

(College of Electrical & Electronic Engineering, Shandong University of Technology, Zibo 255049, China)

A novel high power factor rectifier was proposed. A passive lossless snubber was employed in main circuit to realize zero-current turn-on and zero-voltage turn-off for the main switch. The IR1150 chip based on one cycle control,which was intended for boost converters for power factor correction (PFC) operating at a fixed frequency in continuous conduction mode (CCM), was used as its control core. The fundamental principle of power factor correction based on one cycle control and passive lossless snubber for the proposed rectifier was introduced. Its sections such as boost inductor,passive lossless snubber, EMI filter and noise suppression, and so on, were analyzed and designed respectively. The results show that the boost high power factor rectifier is rational and reliable. It does not need multipliers, AC input voltage sensing and fixed ramp oscillator, and the use of the IR1150 in control circuit makes the PFC circuit design easy and the volume of the rectifier small. Its power factor can reach 0.992.

high power factor rectifier; power factor correction (PFC); one cycle control; passive lossless snubber

TM461

A

1672?7207(2010)06?2246?06

2009?10?15；

2010?01?08

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(50807034)

張厚升(1976?)，男，山東臨沂人，副教授，從事電氣自動(dòng)化研究；電話：15953353966；E-mail: zhseda@163.com