無線寬帶IEEE802.16d物理層仿真

趙曉燕

（內(nèi)蒙古科技大學(xué) 信息工程學(xué)院，內(nèi)蒙古 包頭 014010）

1 引言

WiMAX（World Interoperabilityfor Microwave Access）全稱為全球微波接入互操作性，它已成為IEEE 802.16標(biāo)準(zhǔn)的代名詞，是一種面向城域網(wǎng)的寬帶無線接入技術(shù)。目前，WiMAX論壇提出的兩個(gè)較為成熟的方案：一個(gè)是基于IEEE 802.16-2004，即IEEE802.16d的固定系統(tǒng)方案；另一個(gè)是基于IEEE 802.16e-2005的移動系統(tǒng)方案。這兩個(gè)方案能在一點(diǎn)對多點(diǎn)的視距（LOS）環(huán)境或非視距（NLOS）環(huán)境下，提供長距離的非常高的數(shù)據(jù)吞吐量，同時(shí)還具有一定范圍內(nèi)的移動性，除此之外，在部署、配置、安全性、QoS、長距離覆蓋等方面優(yōu)勢也很突出，因而成為下一代通信網(wǎng)中最具發(fā)展?jié)摿Φ慕尤爰夹g(shù)之一。在對WiMAX的研究中，物理層（PHY）的研究尤為重要[1-3]，而目前有關(guān)采用Simulink對系統(tǒng)的PHY進(jìn)行端對端仿真建模的文章較少，對此本文進(jìn)行了建模與分析。

2 IEEE802.16d物理層端對端系統(tǒng)建模

IEEE802.16d物理層采用的傳輸方式有5種，本文只采用以O(shè)FDM技術(shù)為主的傳輸方式，在1個(gè)OFDM符號中總共有256個(gè)子載波，如圖1包含4個(gè)部分，分別是：192個(gè)子載波用于傳數(shù)據(jù)，8個(gè)子載波傳導(dǎo)頻用于信道估計(jì)和同步，52個(gè)子載波用作保護(hù)帶，1個(gè)子載波傳DC。

圖1 OFDM子載波結(jié)構(gòu)

在對IEEE802.16d物理層進(jìn)行端對端系統(tǒng)建模時(shí)，使用的Matlab版本為R2007a，采用的參數(shù)是根據(jù)IEEE 802.16-2004標(biāo)準(zhǔn)[4]中8.3.2節(jié)中的規(guī)定而選取的，如表1。

圖2為IEEE802.16d物理層端對端的系統(tǒng)模型圖[5-6]，發(fā)端主要實(shí)現(xiàn)對原始數(shù)據(jù)的加擾，信道編碼，交織，子數(shù)據(jù)符號映射和OFDM符號的的形成，這里加擾、RS編碼、交織以及OFDM符號的形成都采用子系統(tǒng)的方式實(shí)現(xiàn)，收端的模塊功能與發(fā)端功能相反，所以在模塊參數(shù)設(shè)置上基本一致。

2.1 加擾

加擾是將輸入原始數(shù)據(jù)隨機(jī)化，本文通過將原始數(shù)據(jù)與PN序列求異或運(yùn)算來實(shí)現(xiàn)，PN序列產(chǎn)生器模塊中的PRBS產(chǎn)生多項(xiàng)式為1+x14+x15，下行鏈路初始向量為[1 0 0 1 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0]。

表1 基于OFDM的物理層參數(shù)設(shè)置

2.2 Reed-Solom on編碼[7]

由標(biāo)準(zhǔn)本文采用的是縮短的RS編碼，它是線性分組碼，輸入是48 byte，輸出是96 byte，故采用的是碼字N長64 bit，信息位K長48 bit，糾正比特?cái)?shù)為8 bit的RS 編碼，即 RS（64，48，8）。 根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)給出的本原多項(xiàng)式p（x）=x8+x4+x3+x2+1 和產(chǎn)生多項(xiàng)式 g（x）=（x+λ0）（x+λ1）（x+λ2）…（x+λ2T-1），λ=02H，RS 模塊中這兩項(xiàng)參數(shù)設(shè)置為[1 0 0 0 1 1 1 0 1]，rsgenpoly（255，239）。

2.3 卷積編碼和打孔

卷積碼采用常規(guī)的結(jié)構(gòu)即網(wǎng)格結(jié)構(gòu)，參數(shù)為POLY2TRELLIS（7，[171 133])，但該結(jié)構(gòu)只能實(shí)現(xiàn) 1/2 的編碼率，為了靈活改變編碼率，采用卷積編碼與打孔級聯(lián)的方式，這里只需在卷積編碼器模塊的參數(shù)設(shè)置中選中Puncture code，將打孔矢量（Puncture vector）設(shè)置為[1 1 0 1]就可實(shí)現(xiàn)2/3的編碼率。

2.4 交織

為了進(jìn)一步減少信道造成的突發(fā)錯(cuò)誤，要對發(fā)送數(shù)據(jù)進(jìn)行交織，標(biāo)準(zhǔn)中采用兩級的矩陣交織，也就是將輸入的數(shù)據(jù)按行讀入按列讀出，這樣就形成了一個(gè)交織矩陣，本文兩級交織采用的都是16×48交織矩陣。

2.5 OFDM符號的形成

OFDM符號生成子系統(tǒng)如圖3所示，先將導(dǎo)頻符號進(jìn)行BPSK調(diào)制，這里通過將PN序列進(jìn)行單雙極性變換來實(shí)現(xiàn)，PN序列產(chǎn)生器模塊中的PRBS產(chǎn)生多項(xiàng)式為1+x9+x11，下行鏈路初始向量為 [1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1]，DC由復(fù)數(shù)0+0i表示，然后利用Multiport Selector模塊按照OFDM子載波結(jié)構(gòu)圖 （圖1）將8個(gè)導(dǎo)頻符號和DC插入前向糾錯(cuò)、16QAM映射處理后的192個(gè)數(shù)據(jù)符號中，最后由模塊Matrix Concatenate合成并行的OFDM頻域數(shù)據(jù)部分，隨后通過補(bǔ)55個(gè)零構(gòu)成256個(gè)子信道進(jìn)行IFFT運(yùn)算來產(chǎn)生OFDM的時(shí)域數(shù)據(jù)部分，即OFDM符號的有效數(shù)據(jù)部分，為了使OFDM符號頻譜呈現(xiàn)出標(biāo)準(zhǔn)所提到的“brick wall”形狀，還需用selector模塊將傳DC和補(bǔ)的55個(gè)零置于OFDM符號頻譜中心，最后一步就是加循環(huán)前綴，由參數(shù)設(shè)置表表1前綴個(gè)數(shù)為OFDM有效數(shù)據(jù)部分的1/4，即64個(gè)樣值，最終子系統(tǒng)產(chǎn)生的在信道中傳輸?shù)囊粋€(gè)OFDM符號包含320個(gè)樣值。

圖3 OFDM符號生成子系統(tǒng)

2.6 延時(shí)

接收端的組成與發(fā)送端的組成只是功能相反，在參數(shù)設(shè)置上基本一樣，但為了實(shí)現(xiàn)正確的RS解碼和誤碼率計(jì)算，延時(shí)是關(guān)鍵問題。在接收端，采用Viterbi算法來進(jìn)行卷積碼解碼，由于參數(shù)Traceback depth的設(shè)置會造成解碼延時(shí)，該延時(shí)還會導(dǎo)致原始發(fā)送數(shù)據(jù)和最終的接收數(shù)據(jù)不同步，所以為了使模塊Error Rate Calculation正確計(jì)算誤碼率，要將參數(shù)Receive delay設(shè)置為收發(fā)數(shù)據(jù)的延時(shí)差。在尋找延時(shí)時(shí)，本文采用了模塊Find Delay，該模塊是通過求其兩輸入信號的互相關(guān)函數(shù)的最大值來確定它們之間的延時(shí)，當(dāng)該模塊在尋找其兩個(gè)輸入信號的延時(shí)時(shí)，其最下端輸出口在變化，直到Find Delay模塊求出穩(wěn)定的延時(shí)，最下端就始終顯示為0，最上端顯示的就得該模塊兩輸入信號的延時(shí)。如系統(tǒng)模型圖2右下方，第一個(gè)求出的是發(fā)端原始數(shù)據(jù)與收端恢復(fù)的原始數(shù)據(jù)間的延，為752個(gè)樣值；第二個(gè)求出的是Viterbi Decoder造成的延時(shí)，為96個(gè)樣值。

通過Find Delay可以看出，本系統(tǒng)卷積碼解碼會造成96個(gè)樣值的延時(shí)，也就是模塊Viterbi Decoder輸出的第一幀中的前96個(gè)樣值不是真正的傳輸數(shù)據(jù)，如果信道中沒有噪聲，這96個(gè)樣值是零。所以要想隨后的RS解碼器對有效數(shù)據(jù)進(jìn)行正確解碼，就必須從它收到的第97個(gè)樣值開始解碼，這里為了讓RS解碼器從第97個(gè)樣值開始工作，將RS解碼器創(chuàng)建成條件執(zhí)行子系統(tǒng)的一種——使能子系統(tǒng)，如圖4所示，它的外部控制信號由階躍信號來提供，并將階躍信號的參數(shù)Step time設(shè)置成96個(gè)樣值的持續(xù)時(shí)間，即96×sample time=96×1.468 75e-7，如系統(tǒng)仿真模型圖2所示。

3 仿真結(jié)果分析

本文利用Simulink的動態(tài)系統(tǒng)仿真功能得到了系統(tǒng)收、發(fā)端兩端的星座圖（圖5）；以及加循環(huán)前綴前、后的OFDM符號頻譜圖（圖6）。由圖可見，其外形與標(biāo)準(zhǔn)中所述的“brick wall”一致，帶寬與參數(shù)設(shè)置表表1中的帶寬參數(shù)也一致。通過利用Signal to Workspace模塊，將發(fā)端數(shù)據(jù)與收端恢復(fù)的數(shù)據(jù)進(jìn)行比較所得的誤碼率計(jì)算結(jié)果，即模塊Error Rate Calculation的輸出送給工作空間變量myBER，隨后利用Matlab的強(qiáng)大的圖形處理功能得出了在不同信道條件下的系統(tǒng)性能，即誤碼率曲線，如圖7，可見達(dá)到了標(biāo)準(zhǔn)所規(guī)定的在AWGN信道下的性能要求。

4 結(jié)論

筆者按照IEEE802.16d物理層標(biāo)準(zhǔn)構(gòu)建了一個(gè)完整的端對端系統(tǒng)模型，將指標(biāo)文檔變成了一個(gè)動態(tài)的可執(zhí)行模型，大大方便了對系統(tǒng)的測試與分析，雖然模型中沒有考慮衰落信道以及均衡和同步，但已經(jīng)將端對端系統(tǒng)的基本框架構(gòu)建出來，而且由于IEEE802.16d/e標(biāo)準(zhǔn)有很多共同之處，所以該模型為這兩種標(biāo)準(zhǔn)下的信道，均衡，同步算法的研究、應(yīng)用與驗(yàn)證提供了一個(gè)有效的研究平臺，對IEEE802.16d/e標(biāo)準(zhǔn)的研究與開發(fā)很有意義。

圖5 發(fā)端、收端星座圖

圖6 加前綴前后的OFDM符號頻譜圖

圖7 誤碼率曲線

[1]柯賢文，于全，朱凱.對IEEE802.16d技術(shù)物理層的仿真分析[J].計(jì)算機(jī)仿真，2007，24（1）：111-113，185.

[2]李武強(qiáng)，劉乃安.IEEE802.16d WMAN物理層仿真及性能分析[J].計(jì)算機(jī)工程，2007，33（4）：113-115.

[3]李白萍，李彩偉.IEEE 802.16d系統(tǒng)中自適應(yīng)調(diào)制編碼技術(shù)的應(yīng)用研究[J]. 通信技術(shù)，2009，42（5）：29-30，39.

[4]IEEE. IEEE 802.16-2004. Part16： Air interface for fixed broadband wireless access systems[S].New York：Insitute of Electrical and Electronics Engineers，2004.

[5]Mathworks Corporation.Recorded Webinar“From a Wireless Standards Document to an Executable Modelusing MATLAB and Simulink”[EB/OL].（2005-07-14）[2010-03-10].http：//www.mathwork.com.

[6]ALIM O A，ELBOGHDADLY N，ASHOUR M，et al.Channel estimation and equalization for Fixed/Mobile OFDM WiMAX Systemin Simulink[C/OL]//Mobilware′08.Innsbruck：ICST，2008[2009-04-02].http://portal.acm.org/citation.cfm?doid=1361492.1361540.

[7]RAPPAPORT T S.Wireless communications principles and practice[M].2nd ed.北京：電子工業(yè)出版社，2005：395-410.