基于中頻數字化平臺的脈沖波形參數測量研究

鄧 波，王厚軍，王志剛

（電子科技大學，四川 成都 610054）

1 引 言

現代電磁環境具有復雜多變的特征，而在軍事領域中，由于各類電子設備如雷達及導彈武器等的大量使用，形成了復雜、多變且具有嚴重威脅的電子對抗環境。為了能夠在這樣復雜的電磁環境中實現對目標雷達進行準確識別和定位，就需要能實時分離出目標雷達的脈沖包絡并測量其相關時域參數，如幅度（PA）、脈沖到達時間（TOA）、上升/下降時間（TR/TF）和脈沖寬度（PW）等。能否實時準確測得脈沖包絡的時域參數直接影響偵查設備的性能的好壞[1]。設計研究并提出了基于中頻數字化平臺對準確實時檢測出的目標信號的包絡波形相關時域參數進行測量的方法，并最終在現場可編程門陣列（FPGA）中進行實現，具有實時性好、精度較高等特性，可以用于實現對目標雷達的識別和定位。

2 脈沖參數定義

現代通信中，為了實現傳輸信號在天線端的發送或實現不同信號源、不同系統的頻分復用，提高信道利用率、發射效率以及改善通信質量，都在發送方進行調制，即在發射端將信號從低頻段變換到高頻段，而在接收端再將其解調出來[2]。解調是在接收端將接收到的調制信號從高頻段變換到低頻段，恢復為發送方的原信號。包絡檢波的原理就是利用普通調幅信號的包絡反映調制信號波形變化的特點，提取該調制信號的包絡即為原信號。設計中對脈沖包絡參數進行測量的輸入波形是敵方雷達輸入信號經絕對值法檢波及CIC濾波后的包絡信號輸入。

設計中的參數測量是要對經絕對值法檢波及CIC濾波后的雷達脈沖包絡輸入信號的幅值（PA）、脈沖到達時間（TOA）、脈沖寬度（PW）、脈沖上升時間（TR）及下降時間（TF）進行測量[3]，各參數定義為[4]：

幅值（PA）：脈沖頂值與底值之差，當輸入脈沖有高頻干擾信號時，頂值與底值即為比較穩定的頂值區與底值區內的平均值。

脈沖到達時間（TOA）：脈沖到達時間分為脈沖前沿到達時間和脈沖后沿到達時間，其定義為脈沖上升和下降到幅值的一半的時間點，脈沖到達時間又可以分為脈沖后沿到達時間和脈沖前沿到達時間，分別記為TOA+和TOA-。

脈沖寬度（PW）：脈沖幅值50%的兩點之間的時間間隔，可以表示為TOA+和TOA-之間的時間寬度。

脈沖上升時間（TR）：脈沖幅度由幅值的10%上升到90%的時間。

脈沖下降時間（TF）：脈沖幅度由幅值的90%下降到10%的時間。

3 脈沖參數測量設計

脈沖波形參數實時準確的測量是實時地識別、告警、正確引導干擾系統對目標雷達進行干擾的前提。參數測量模塊主要是完成前級檢波結果的輸入脈沖波形的上升時間、下降時間、脈沖寬度、到達時間及幅值等時域參數的測量[4-6]。

3.1 脈沖幅值（PA）測量

幅值測量是求幅值區各采樣點的幅值之和的平均值所得，即：

式中：M——幅值區的采樣點數；

SPK——各采樣點的幅值。

幅值區的求取是通過對輸入信號求導數獲得，由于在幅值區內，信號的導數基本為零，而在上升沿和下降沿的開始和結束部分其導數都有較大的跳變，由此可以確定幅值區的開始和結束位置，從而求平均值得到脈沖信號的幅度值。

3.2 脈沖到達時間（TOA）測量

脈沖到達時間分為脈沖前沿到達時間和脈沖后沿到達時間，根據計算出的脈沖幅值PA，找出-6 dB門限附近的兩點A和B，以它們的連線與-6 dB門限的交點確定TOA，交點與A點的時間偏移量，再加上A點的時間TA，即為TOA。該設計中只給出脈沖前沿到達時間計算方法，后沿到達時間與前沿到達時間計算方法相似[7]：

3.3 脈沖寬度（PW）測量

脈沖寬度測量相對簡單，根據計算出的脈沖前沿到達時間和脈沖后沿到達時間即可求得：

3.4 脈沖上升時間（TR）和下降時間（TF）測量

上升時間即為信號從其幅值的10%到90%所用的時間，根據以上計算出的幅值，可算得上升時間和下降時間的起始點和終點，分別設為TR-、TR+、TF-和TF+，則上升時間和下降時間分別為TR+-TR-和TF+-TF-。

根據以上參數測量原理，設計脈沖參數測量總體框圖如圖1所示。

由此原理設計FPGA程序框圖如圖2所示。其中False_Alarm模塊是根據預設的脈沖上升時間TR_Preset信號判斷干擾信號，當輸入的脈沖信號上升時間小于預設的脈沖上升時間的50%時，視為干擾信號，置輸出Real_Pulse無效，后級參數測量模塊不予處理，從而達到去除干擾的目的。

圖1 參數測量總體框圖

模塊Parameter_Measure是參數測量模塊，該模塊同時輸出脈沖包絡的各參數值。由于不同雷達信號的頻率范圍較寬，脈內跳頻較大，但其上升時間和下降時間基本固定[7-8]，變化不大。由此特性，邏輯設計中將輸入脈沖包絡緩存預估脈沖上升時間TR_cal的兩倍時間，從而可以完全包含幅值區的開始時間點，由此即可測出幅值。由于雷達信號脈內跳頻相對較大，即脈沖幅值區的寬度相差較大，設計中幅值區內的采樣點數固定為上升時間點的個數。當幅值區較寬時，幅值區采樣點數達到上升時間的采樣點數后，若幅值區還在持續，則以后每次幅值區內新的采樣值替換前一個值保存，即將當前采樣點的值作為新的幅值，從而達到節約邏輯資源并自適應脈內跳頻的效果，最終輸出的幅值是將幅值區內上升時間點個數的幅度值采樣點求平均值即可；若幅值區較窄，區內采樣點數小于上升時間點數，則對幅值區內的采樣值求平均值即可。根據實時計算出的脈沖幅值可以計算出各參數前后采樣點的值，從而可以得到各參數的開始和結束點，計算始點和終點之間的采樣點數，用點數值乘以采樣時鐘周期即為測得的各參數值，并在脈沖結束時同時輸出測得的各脈沖參數。

圖2 參數測量邏輯設計

4 仿真結果

在仿真階段，設計中的輸入波形用Matlab產生.mif文件模擬，其波形如圖3中Data_Detected所示。該信號是經過絕對值檢波器、CIC濾波器之后的雷達脈沖包絡信號，該脈沖包絡信號經參數測量模塊后所得的仿真結果如圖3所示，實際輸入脈沖包絡信號的各參數值分別為：PA=145、PW=485、TOA=120、TR=240、TF=140。

圖3 仿真參數測量輸出

由此可知，經絕對值檢波、CIC濾波后輸入的脈沖包絡波形的參數測量仿真結果跟實際波形參數基本一致，仿真所得波形參數與實際波形參數相差最大的是下降時間TF，誤差為真實時間的5%。所以設計參數測量結果精度較高，可以用于對目標雷達系統的識別和定位，且設計都是在FPGA中進行，沒有用到乘法器等資源占用量大的模塊，節省資源的同時也提高了運行速率，可以達到波形時域參數實時測量的目的[9]。

5 實驗結果

設計中選用德州儀器的TMS320VC5416這款DSP芯片進行系統功能的在線測試，輸入波形為仿真時輸入的脈沖包絡，經DSP仿真器輸出數據如圖4所示。

脈沖包絡信號連續輸入，參數測量模塊對輸入的每一個脈沖包絡的時域參數進行測量，并依次存儲到從0x4 000開始的空間中，輸出順序依次為幅值PA、脈沖寬度PW、下降時間TF、到達時間TOA和上升時間TR所持續的采樣點數，實驗中的采樣頻率為66MHz，各參數所持續采樣點數乘以采樣周期1/66μs即為所得的各參數值。

5.1 精度分析

由實驗結果可知，測得的值與實際值相差很小，誤差最大的參數是下降時間TF，誤差為4.3%，時間誤差為（1/66）×0.043=0.65 ns，誤差根據實際采樣率的不同而不同，降低采樣率會導致精度的降低，但由于采樣點數的減少，可以提高信號處理速度。如用20 MHz的采樣率時，最大時間誤差即為0.043×（1/20）=2.15 ns，測量精度較高，可以滿足精度要求。

5.2 實時性分析

由設計可知，脈沖包絡的采樣值是在采樣點順序輸入FPGA的同時進行的，當脈沖信號結束后，輸出各參數的時間延遲分別為：PAdelay=2Ts、TOA-delay=TOA+delay=4Ts、TRdelay=2Ts、PWdelay=2Ts、TFdelay=2Ts，由此可知輸出脈沖參數時間延遲為：

所以，脈沖包絡后沿結束242.2 ns后即可完成測量并輸出，完全可以滿足實時性測量的要求。

圖4 DSP實驗結果

6 結束語

設計利用現場可編程門陣列實現雷達信號脈沖包絡參數的實時測量，具有良好的實時性和較高的測量精度，可以用于后續DSP算法中實現對目標雷達的定位和識別。設計沒有用到乘法器等資源占用量很大的模塊，節約硬件資源的同時也縮短了運行時間，從而達到了較好的實時性目的，最終獲得了較為準確的脈沖信號時域參數，在雷達識別和定位領域中具有良好的應用前景。

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