基于SEPIC變換器的高功率因數LED照明電源設計

沈霞， 王洪誠， 許瑾

(西南石油大學電子信息工程學院，四川成都 610500)

0 引言

近年來，全球性的能源短缺和環境污染問題日益突出，人們迫切希望應用節能環保的新技術，對照明電源也提出了更高的要求。傳統的白熾燈效率低、耗電高;熒光燈可以省電，但使用壽命短、易碎，廢棄物存在汞污染;高強度氣體放電燈存在效率低、耗電高、壽命短等缺點。在同樣亮度下，LED燈的電能消耗僅為白熾燈的1/8。預計到2010年，照明用電可達3 225億度以上，假如到2010年有1/3以上的白熾燈被LED燈所取代，那么一年可節約照明用電1 000億度，節省原煤0.5億噸，減少廢氣及塵渣排放量約667萬噸［1］，同時半導體照明器件中不含汞、鈉元素等危害健康的物質，廢棄物可回收，綠色環保，LED燈具的使用壽命可達5～10年，壽命長。目前，LED照明的應用主要集中在兩個方向:一個是低亮度應用場合，比如便攜式電子產品的液晶顯示屏的背光照明;另一個是高亮度照明的應用場合，比如大平面液晶的背光照明、家用及戶外照明等。對于大功率的照明應用場合，LED在功耗和壽命上面的優勢很明顯，因此對LED照明及其驅動電源的研究很有意義［2－4］。傳統的LED驅動電源雖然可以實現LED亮度調節，但是不能實現功率因數校正，輸入功率因數比較低。由于LED驅動電源通常在一個很小的封閉的空間使用，對電源的體積有嚴格的限制，并且封閉的空間降低了通風效果，因此要求電源的損耗小。通過對多種拓撲的比較，選擇了SEPIC電路作為驅動電源的主拓撲，完成對輸出電流的控制和功率因數校正。在現有的文獻中SEPIC電路用于PFC時都工作在斷續模式［5－6］(discontinuous current mode，DCM)下，而對工作在臨界連續模式(boundary conduction mode，BCM)下實現PFC討論的很少，本文從理論上證明了工作在臨界連續模式下實現PFC是可行的，并通過實驗加以驗證。本文設計了一個LED驅動電源，通過合理選擇主電路參數和對控制回路的設計，既能滿足對LED亮度調節的要求，又能實現功率因數校正，且功率因數校正電路為單級功率因數校正電路，相對兩級功率因數校正電路，所用器件少，損耗低，尺寸小，尤其適合空間狹小的照明電源。

1 驅動電源拓撲結構和控制方式

LED需要的驅動電源，由交流電整流后再直直變換得到，整流電路通常采用二極管橋式整流并用電解電容進行濾波，這種方式功率因數比較低，對電網帶來較大的諧波污染，通過有源功率因數校正電路減小諧波對電網的污染，因此電源的拓撲結構要能夠較好的實現PFC，同時損耗也是需要考慮的重要因素，最后LED的電源通常都需要封閉起來，變換器的尺寸也受到限制［7－8］。因此選擇的變換器應具有以下優點:器件少，高效率，尺寸小。常用的有源功率因數校正的拓撲結構有BOOST，反激變換器，SEPIC等。BOOST變換器簡單，效率比較高，但是其只能實現升壓，適合于輸出電壓高于輸入電壓的場合，LED驅動電源需要升/降壓，因此不能選用BOOST。隔離型的反激變換器也可以實現功率因數校正，輸出電壓既能升壓又能降壓，但是反激變換器中的變壓器只工作在第一象限，磁芯利用率不高，同時需要加上一些緩沖電路，變換器的效率不高，且電源尺寸大［9－11］。而SEPIC電路的輸出可以實現升壓也可以實現降壓，而且相對反激變換器，SEPIC變換器的輸入電流是連續的，用于濾波的輸入電感體積小，且SEPIC不需要添加緩沖電路，可以減小電源的尺寸，提高電源的效率，所以選擇SEPIC電路作為驅動電路的拓撲結構。

圖1為基于SEPIC變換器的高功率LED照明電源主電路和控制電路簡圖。LED的亮度和流過LED的電流大小基本是成正比的，只要控制LED的電流大小就可以調節LED的亮度。圖1中C1上的電壓為經過橋式整流后的電壓，R1和MOS管串聯，采樣流過MOS管的電流，R2和負載LED串聯，采樣負載電流信號。

圖1 SEPIC變換器的主電路和控制電路原理Fig.1 Main circuit and control circuit of SEPIC converter

從圖1可以看出，R2對流過LED上的電流采樣，得到的信號和基準信號Vref進行比較，其誤差經放大器放大后，作為乘法器的一路輸入，用于控制LED的亮度，改變采樣電阻R2的大小，就可以改變LED的亮度。乘法器的另一路輸入為輸入端電壓的采樣信號，乘法器輸出結果再與MOS管和電感L1的電流采樣信號相比較，產生的PWM脈沖用于控制MOS管的開關，實現對負載電流和輸入電流的控制，最終完成LED亮度調節和功率因數校正。

2 SEPIC工作原理分析

根據流過D5的電流是否總大于零將SEPIC電路的工作模式分為斷續工作模式，連續工作模式(continuous current mode，CCM)和臨界連續工作模式，采用BCM實現PFC。臨界連續模式下不同開關模態下的等效電路如圖2所示。下面分析中Ts表示開關周期，Ton，Td分別是一個周期內MOS管導通和二極管導通的時間。

圖2 臨界連續模式下不同開關模態下的等效電路Fig.2 Equivalent circuit during turn on and turn off periods at boundary conduction mode

1)工作模式一:MOS管開通

為MOS管導通時SEPIC電路的等效電路圖。在t=0時，MOS管Q導通，二極管D5截止，圖中把C1的電壓作為電源電壓，這是一個經過二極管橋式整流后的脈動波，脈動波的峰值用表示。由于開關頻率遠大于母線頻率，因此在一個開關周期內母線電壓可以認為是不變的，即認為C1上的電壓是恒定的，輸入為一個直流信號。這時形成兩個回路:第一個是電源C1，L1和Q回路，在的作用下，電感電流線性增長，電流波形如圖3(a)所示。第二個是C2，Q和L2回路，電感電流iL2線性增長，同時C3向負載供電，電流波形圖如圖3(b)所示。假設在t=0時刻流過電感L1電流和流過L2電流分別是和iL2(0)，當Q導通時，加在L1的電壓為，可以證明當C2大小選擇合適有=v，則L2上電壓也為。可以得到

式中0≤t≤Ton。從以上3個式子和圖3都可以看出，當t=Ton時，iL1(t)和iL2(t)最大，這時MOS管關斷，工作模式一結束，MOS管上電流波形如圖3(b)所示。

圖3 SEPIC電路在臨界連續模式下電流波形Fig.3 Waveforms of Current SEPIC at BCM

2)工作模式二:二極管導通

圖2(b)為MOS管關斷時SEPIC電路的等效電路圖。當t=時MOS管Q關斷，此時形成兩個回路，第一個是電源C1、L1、C2經過二極管D5到負載，電源和電感L1儲能同時向C2和負載饋送，C2儲能增加，而減小;另外L2經D5至負載的回路，L2儲能釋放到負載，故下降，電流波形如圖3(a)，(b)所示。由于D5導通，加在L2上的電壓為－V0，其中V0為輸出電壓，同時C1上的電壓等于輸入電壓，所以加在L1上的電壓也為－V0，當=－時流過二極管D5的電流下降到0，二極管關斷，二極管電流波形如圖3(d)所示。這時MOS管Q就導通，電路工作在臨界連續模式。根據以上分析，二極管導通階段可以得到

顯然當=－時，該模態結束，可以得到該模態持續的時間為

其中輸入輸出比

通過選擇合適的R3，R4，C4和C5值調節控制環路補償參數，使得本電源的整個控制環路的帶寬小于20 Hz而低于線電壓頻率，補償器的輸出可以被認為在1/2個工頻周期內是恒定的，因此MOS管的峰值電流與線電壓成正比，MOS管的峰值電流也是正弦曲線，正弦曲線的峰值用Ipk表示，可以得到MOS管電流的峰值

在臨界連續模式下，根據式(1)和式(2)可以得到

其中ton(t)為半個工頻周期范圍內每個開關周期中MOS管導通時間。當MOS管Q導通時，根據式(3)可以得到流過MOS管的峰值電流為

將式(8)代入式(11)可以得到MOS管Q導通時間

通過式(12)可以看出，當SEPIC電路工作在臨界連續模式時，在一定的輸入電壓和負載條件下，MOS管的開通時間是固定的。根據L1，L2上的伏秒平衡可得td(t)=Tonvc1(t)/V0，可以得到MOS管的開關頻率為

可以看出來，臨界連續的SEPIC電路的開關頻率是隨著輸入電壓變化的，這和工作在恒定開關頻率的DCM是不同的。

考慮到電路工作在臨界連續模式下，MOS管剛開通時流過MOS管的電流為0，根據C2上的安秒平衡可以得到

可得到電感電流初始值為

輸入電流平均值

根據前面推導代入整理得

輸入電流

可以看出理想情況下當K=0時，

是理想的正弦波，功率因數為1。同時當K很小的時候，可以使功率因數接近1。

3 SEPIC電路參數和實驗結果

實驗中具體電路參數為:輸入電壓幅值范圍:AC 85～265 V;L1=1.4 mH;L2=0.45 mH;C1=10 nF;C2=0.47 μF;C3=680 μF;LED 為 20 個高亮白光LED串聯。控制環路補償器件參數:R3=22 kΩ;R4=27 kΩ;C4=1 μF;C5=33 nF。輸出電流:350 mA。功率因數:0.9以上。輸出電壓紋波:<5%。

圖4所示為輸入電壓和輸入電流的相位關系。圖中輸入電壓為經變壓器降壓后的電網電壓。通過圖4可以看出，輸入電流與輸入電壓相位相同，輸入電流很好的跟隨輸入電壓，實現了功率因數校正。

圖4 輸入電壓和輸入電流的相位關系Fig.4 Phase relation of input current and input voltage

圖5所示為經過二極管橋式整流后的輸入電壓，MOS管的驅動電壓，電感L1和電感L2上的電流波形圖，其中圖5(a)為全局圖，圖5(b)和圖5(c)為局部放大圖。

從圖5(a)可以看出，電感L1和電感L2上的電流波形的包絡線是正弦交流電壓的正半周。圖5(b)和圖5(c)的實驗波形和圖3的理論分析得到的波形是一致的。

圖5 整流后輸入電壓，MOS管的驅動電壓，電感L1和電感L2上的電流波形Fig.5 Waveforms of input rectified AC voltage，gate voltage of MOS，current of L1and L2

通過圖5(b)和圖5(c)比較可以看出，MOS管的導通的時間是恒定的，關斷時間是可變的，開關頻率也是可變的，這也是和DCM的控制的一個區別。

圖6所示為經過二極管橋式整流后的輸入電壓，輸出電壓紋波和輸出電壓的關系，可以看出當輸出直流電壓為65 V時，紋波電壓峰峰值為2 V，輸出紋波約為3%，輸出紋波較小。

圖7為不同的輸入電壓時，SEPIC變換器的功率因數和效率曲線。可以看出，在一定的輸出電壓條件下，輸入電壓變高，功率因數在逐漸變低，這個結論和以上對SEPIC工作在臨界連續模式下，功率因數和輸入電壓關系的理論分析是一致的。雖然電壓高時，功率因數有所下降，但是都在0.95以上，達到了功率因數校正的目的，并且整個電源效率高達92.3%。

圖6 整流后的輸入電壓，輸出電壓紋波和輸出電壓波形圖Fig.6 Waveforms of input rectified AC voltage，ripple of output voltage and output voltage

圖7 功率因數及其效率和輸入電壓的關系Fig.7 Relation curve of power factor value，efficiency and input voltage

4 結語

本文介紹了一種用于LED照明的高功率因數電源的設計，電源主電路拓撲采用SEPIC變換器，利用單級變換器實現功率因數校正，使用的器件少，損耗低，電源體積小;反饋控制簡單，能對輸出電壓進行升壓和降壓控制和對輸出電流進行控制，實現對LED的亮度控制。文中首先從理論上證明了SEPIC變換器工作在臨界連續模式時可以實現功率因數校正，分析了功率因數值和輸入輸出電壓比的關系，然后通過實驗結果證明輸入電壓在85～265 V之間功率因數值都在0.95以上，達到了功率因數校正的目的，并可以對輸出電流進行控制，實現對LED亮度的控制，整個電源的效率高達92.3%。

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