新型三等分Wilkinson功分器在高效率功放中的應用

陳 慰,陶學敏,趙 娜

(1.航天恒星空間技術應用有限公司,西安 710077;2.重慶大學 通信工程學院,重慶 400030)

1 引 言

Doherty功率放大器理論于1936年由William H.Doherty在貝爾實驗室提出[1-2],已經成為高效率、高線性射頻功放的主要實現形式之一。各類Doherty功率放大器電路前端和末端均需要功率分配和合成網絡對大功率射頻信號進行功率分配和合成。大功率合成技術主要有管芯合成、電路合成和空間合成以及其它合成形式[3-4],其中以固態器件為合成單元的電路級合成由于尺寸加工簡單、不易受波長等限制而得到了廣泛的應用。在電路級合成中,相對于分支器電橋、Lange耦合器、環形電橋等3dB電橋來講,Wilkinson電橋的優點是電路制作工藝容易,結構簡單,成本低廉,隔離端口無接地要求,電路的對稱性保證了信號的一致性和隔離度,隔離電阻可以進一步提高輸出端口的隔離度等指標[5]。微帶功分器按結構分為二進制或者累進制等,按能量分配比分為等分的和不等分的,按分配路數分為兩路、三路、四路,以及由它們級聯形成的多路功率分配器[6]。

二進制功分器結構簡單,理論分析容易,實際工程中應用比較廣泛。兩路等分Wilkinson功分器一般采用二進制的對稱結構設計,三路等分功分器通常情況下也是采用二進制的設計方法,這樣設計雖然結構簡單,易于實現,但是幾何尺寸上不對稱,三路相位一致性較差。為了應用于新型對稱結構三路Doherty高效率射頻功率放大器,本文采用累進制設計思路,提出一種對稱結構三路等分Wilkinson功分器,主要采用ADS軟件聯合電磁仿真設計該三路等分功分器,滿足對稱結構設計要求,同時滿足Doherty功放對三路射頻信號相位一致性的要求。

2 三路功分器設計原理

Doherty功放前端的功率分配電路用于實現射頻信號的功率分配,可以由集成貼片電橋器件來實現,也可以由Wilkinson微帶功分器實現。在功放電路設計過程中,微帶功分器的設計可以直接和功放電路同時進行PCB版圖設計,相對于集成貼片電橋,有制造加工成本低和電路可靠性高的優點。

本文設計的對稱結構三路Doherty功放其電路原理如圖1所示,工作頻段為2011～2017MHz,它由一個Carrier路功放和兩個Peak路功放組成。當輸入射頻信號功率較小時,Carrier路處于AB類工作狀態;當Carrier路輸出功率接近飽和時,上下兩路Peak功放也同時開始工作,它們工作于C類狀態。

圖1 對稱結構三路Doherty功放示意圖Fig.1 Geometry of symmetrical three-way Doherty PA

三路Doherty功放前端的功率分配電路同樣可以由Wilkinson微帶功分器來實現。傳統的三等分微帶功分器設計常采用二進制方法設計,如圖2所示,即先實現1∶2的不等功分,再實現第2分支的1∶1等功分,這樣二次分配來實現1∶1∶1的功率三等分。這樣的功分器雖然結構簡單、易于實現、隔離度高,但是有結構不對稱、三路相位一致性差的缺點。為了滿足三路Doherty功放的對稱結構,設計的功分器也必須是對稱結構的。三路Doherty功放上下兩路Peak功放在大功率情況下要求工作開啟時延一致,才能保證放大器得到高效率,這樣就要求功分器3個電臂具有很高的相位一致性,特別是上下兩臂的相位要求非常一致,因此也只能是對稱結構才能夠滿足這樣的要求。

圖2 不對稱三路功分器示意圖Fig.2 Geometry of asymmetrical three-way power divider

圖3 對稱結構三路功分器示意圖Fig.3 Geometry of symmetrical three-way power divider

本文設計的新型對稱結構三路等分Wilkinson微帶功分器的工作頻段為2011～2017MHz,微帶電路基板采用美國Rogers公司型號為Rogers4350B的PCB板材,介質相對介電常數εr=3.48,介質厚度h=0.762mm,微帶線金屬銅厚 t=70μm,介質損耗正切tan δ=0.0037。根據三路功分器的理論和三路Doherty功放的尺寸限制,計算出微帶線的基本參數初值[7]。如圖3所示,設功分器輸入端口源阻抗和三路終端負載阻抗均為Z0=50 Ψ,由阻抗匹配理論可知,分支處的阻抗并聯后應等于50 Ψ,即從輸入端口看向功分網絡應該有

由于功率三等分,可得三路功分比為

三條λ/4分支線的阻抗為

這樣,通過λ/4阻抗變換器實現了從輸入端口的源阻抗到3個輸出端口的負載阻抗的阻抗匹配。

3 功分器ADS仿真模型的建立

根據理論分析計算的結果,結合Rogers4350B板材的參數可以計算得到工作頻段中心頻點 f0=2140MHz的特征阻抗Z0=50 Ψ微帶線寬度約為w0≈1.65mm,λ/4阻抗變換器 Z1=150 Ψ微帶線寬度約為 w1≈0.60mm,該頻點 λ/4線長約為 L≈21.34mm。利用ADS軟件進行電路原理圖仿真和版圖電磁聯合仿真,其ADS電路原理圖仿真如圖4所示,ADS版圖仿真如圖5所示。

圖4 功分器ADS電路原理圖仿真Fig.4 ADS schematic simulation of power divider

圖5 功分器ADS版圖仿真Fig.5 ADS layout simulation of power divider

進行ADS仿真參數優化時需要考慮功分器結構的對稱,電臂④由電臂②鏡像產生,以確保結構尺寸完全一致,然后優化電臂③的尺寸,同時還需要考慮電臂③的拐彎次數,拐彎增多所帶來不連續效應,以及電臂②和④之間的距離所帶來的耦合作用等因素。

4 仿真測試結果與討論

對稱結構三等分Wilkinson功分器電路ADS電磁聯合仿真結果如圖6～8所示。從仿真結果看,在工作頻率內,插入損耗最小為0.3dB,最大不超過0.4dB,且三路功率分配相差小于0.01dB,三路功率分配比非常一致。通過優化電臂尺寸和隔離電阻阻值R,在中心頻點處,電臂②和④的插入損耗S21=S41,使得上下兩路Peak功放輸入鏈路的損耗相等,這說明設計的對稱結構起到了關鍵作用。在工作頻段內,輸入端口①的回波損耗小于-13dB,輸出端口②、③、④的回波損耗在-25～-29dB之間。輸出端口②和④之間隔離度小于-16dB,輸出端口②和③之間、②和④之間隔離度小于-19dB,且隔離度S23=S34,再次證明對稱結構在該功分器設計中起到的關鍵作用。

圖6 插入損耗的ADS仿真結果Fig.6 ADS simulation results of insertion loss

圖7 回波損耗的ADS仿真結果Fig.7 ADS simulation results of return loss

圖8 隔離度的ADS仿真結果Fig.8 ADS simulation results of isolation

圖9 三路功分器實物圖Fig.9 Fabrication of the three-way power divider

圖10 飽和功率、效率、增益測試曲線Fig.10 Testing results of saturation power,efficiency and gain

經驗證明ADS軟件對無源微波器件的仿真結果準確性較高,因此沒有將設計的功分器電路單獨制作試驗模塊電路進行測試驗證,而是直接應用于功放電路,將仿真得到的功分器和功放電路一同進行PCB layout布局設計,功分器電路局部實物如圖9所示。對功放電路進行測試,以驗證功分器的性能,測試結果如圖10所示,該功放在輸出飽和功率時的效率高于典型的兩路Doherty功放效率[8-9],效率高于50%。這說明設計思路中,上下兩臂的Peak路功放同時開啟工作,推高輸出功率,提高飽和點效率的原理設計的正確性,也說明了三路對稱結構功分器的設計在功放電路的設計中起到了關鍵作用,由于功分器結構的完全對稱,使得上下兩臂Peak路功放可以同時開啟,且保證兩Peak路功放管工作狀態完全相同。功放良好的性能證明了設計的三等分功分器滿足了要求。

5 結 論

針對三路Doherty功放的應用環境,本文設計了工作頻段為2011～2017MHz的對稱結構三等分Wilkinson微帶功分器。首先簡要介紹了Doherty功放基本原理以及功放電路對前端功分器的設計要求,然后分析了二進制的三等分功分器在結構上的不足之處。在此基礎之上,設計了對稱結構三等分Wilkinson微帶功分器電路。ADS軟件聯合電磁仿真結果顯示,在工作頻段內,該功分器插入損耗小于0.4dB,輸出端口隔離度大于16dB,端口回波損耗大于13dB,各項指標良好。在適應三路Doherty功放對稱結構的前提下,功分器性能指標滿足功放電路三路相位一致性設計要求,提高了放大器效率,測試結果顯示功放電路在飽和點工作效率超過50%,高于通常的兩路Doherty功率放大器。該對稱結構三路等分功分器在功放電路上應用結果良好,驗證了分析方法和電路設計的正確性,顯示了該三路等分功分器良好的功分比、相位一致性、高隔離度、低插入損耗、良好的端口駐波比以及匹配性能。

本文的研究工作說明了三路對稱Doherty射頻功放電路的設計關鍵點除了功放管選型和功放鏈路設計之外,還應該考慮前端三路功分器的設計,特別是對上下兩臂性能指標要求完全一致,是本課題的難點和關鍵點。此外,研究工作還說明,對于Doherty射頻功放的設計,后端設計何種類型的主鏈路、何種Carrier和Peak功放管的搭配模式,前端就應該對應設計相適應的功分網絡,以保證Carrier和Peak路功放的功率分配比例和功放管的工作狀態,從而達到推高功放輸出功率和提高功放工作效率的設計目標。由于目前描述三路Doherty功放設計,或者三路Doherty功放中功分網絡設計的文獻很少,因此本文的研究工作對三路Doherty功放電路中功率分配網絡的設計具有工程借鑒意義。

該功分器目前仍然存在一些問題,從仿真圖可以看出,端口②與④的隔離度較差,其原因是:由于對稱結構上的限制,端口②與④之間沒有隔離電阻,造成了隔離度較差。在本次試驗版本電路中沒有特別要求提高端口②與④的隔離度,而特別強調要求提高端口②與③、③與④的隔離度的主要原因是,②與④端口的負載均為Peak大功放管,輸入功率量級相當,相互影響較小,而端口③的負載為Carrier路小功放管,輸入功率量級明顯小于②、④端口的負載,為了避免Peak路大功放管對Carrier小功放管產生影響,因此要求②與③、③與④的隔離度更高一些。同時,輸出端口③的回波損耗較大,也與隔離電阻的失配有關。為了進一步提高功放的性能,消除Peak路大功放管對Carrier路小功放管的影響、減小兩路Peak大功放之間的影響,優化3個輸出端口的隔離電阻的設計,提高②與④端口的隔離度,降低端口③的回波損耗,是下一步功分器設計研究工作的關注重點問題。

[1] 向永波,王明光.線性Doherty功放的優化設計[J].微波學報,2010,26(1):72-75.XIANG Yong-bo,WANG Ming-guang.Optimized Design of Linear Doherty Power Amplifier[J].Journal of Microwaves,2010,26(1):72-75.(in Chinese)

[2] Kim J H,Cho C S,Lee J W,et al.Linearity improvement of Class-E Doherty amplifier using game cancellation[J].Electronic letters,2008,44(5):359-360.

[3] Kenneth J Russell.Microwave Power Combining Techniques[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,1979,27(5):472-478.

[4] Stephen Horst,Ramanan Bairavasubramanian,Manos M Tentzeris,et al.Modified Wilkinson Power Divider for Millimeter wave Integrated Circuits[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2007,55(11):2439-2446.

[5] 陳熾,郝躍,馮輝,等.率合成電路在氮化鎵放大器中的應用[J].微波學報,2010,26(1):58-62.CHEN Chi,HAO Yue,FENG Hui,et al.Application of Power Combining circuit on GaN Amplifier[J].Journal of Microwaves,2010,26(1):58-62.(in Chinese)

[6] DavidM Pozar.Microwave Engineering Third Edition[M].Beijing:Publishing House of Electronic Industry,2006.

[7] 徐興福.ADS2008射頻電路設計與仿真實例[M].北京:電子工業出版社,2009.XU Xing-fu.ADS2008 RF circuit design and simulation Example[M].Beijing:Publishing House of Electronic Industry,2009.(in Chinese)

[8] ChoKyoung Joon,Hwang InHong,KimWan Jong.Linearity optimization of a high power Doherty amplifier[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2005,15(11):748-750.

[9] David W Beishline,Cedric Cassan,Elbadawy A Elsharad.Highly efficient 60W WCDMA LDMOS power amplifier using the modified Doherty configuration[C]//Proceedings of the 34th European Microwave Conference.Amsterdam,Horizon House:IEEE,2004:1-5.