一種基于C674X的GPS接收機硬件方案研究

劉宏亮，于紀言，曹鵬，張華強

（南京理工大學江蘇南京210094）

為了提高火炮的射擊精度和作戰效能，滿足適應未來戰爭要求，世界各國將高新技術應用于常規武器，研制出了各種精確制導炮彈。制導方式主要包括激光半主動制導、紅外和毫米波制導、慣性制導及全球衛星導航系統制導。

激光制導受到天氣以及煙霧等因素的影響較大，毫米波、紅外等自尋的技術造價昂貴、維護困難。激光慣性導航裝置測量動態范圍寬、線性度好、性能穩定，但成本昂貴，高達幾十萬乃至上百萬，體積較大，不適合低成本的炮彈。經試驗表明微機械結構比硅結構承受高沖擊力的能力差，即微機械會先于基于硅晶體的電子元件損壞。微機電（MEMS）慣性導航裝置含有微機械部分，抗高過載能力差，而且誤差隨時間不斷積累，不宜作為單獨的制導系統。全球衛星導航系統制導方式具有精度高、體積小、抗高過載、全天候使用等特點，成為炮射制導兵器主要的制導途徑之一。

GPS由空間衛星星座、地面監控系統和用戶接受設備3部分組成。始于20世紀70年代，經過20余年的研究實驗，耗資300億元，到1994年組建完成。作為一種實時定位、測速、授時的導航系統，其在定位精度和觀測時間上面的優勢，使其成為該領域的首選。

1 硬件電路設計

現有的GPS接收機基本構成方框圖如圖1所示。

圖1 接收機基本構成方框圖Fig.1 Receiver block diagran of basic compon ents

本系統的信號接收機硬件主要包括4個功能單元：天線單元、射頻單元、相關器單元、微控制器單元[1]。

基于現有架構，結合各功能模塊的發展現狀，設計出一款彈載GPS接收機，以期實現實時定位、測速和授時。

相關核心模塊選型如下：

Zarlink公司生產的GP2015作為接收機的射頻前端，實現對信號的下變頻處理；GP2021芯片作為C/A碼基帶相關器，對中頻數字信號進行解調和解擴，得到導航電文；TI公司的浮點型數字處理器TMS320C6747，對接收機自檢、測定、搜捕衛星信號，進行相關計算[2]。

1.1 天線單元

天線單元主要由天線、濾波器和前置放大器組成，該單元電路圖如圖2所示。天線的作用是將衛星信號極微弱的電磁波能轉化為相應的電流。濾波器用于抑制帶外的干擾信號。而前置放大器則是將信號電流予以放大，有時還兼有變頻作用。

本方案采用NovAtel GPS-511 L1波段右手螺旋極化有源天線，頻帶為1575±2 MHz；選用Murata公司中心頻率1 575 MHz、帶寬為2 MHz的SAFSElG57芯片作為有源天線和低噪聲放大器之間的無源帶通濾波器。該濾波器可有效濾除帶外射頻干擾，特別是1 224.58 MHz的鏡像噪聲干擾，避免引起射頻前端第一級混頻后信號的嚴重失真；為彌補各損耗電路引起的信號增益的損耗，選用英飛凌Infineon公司推出的一款GPS專用的超低噪聲放大器BGA715L7。該芯片使用單端電源，電壓為3.3 V，電源消耗僅僅為3.3 mA，具有低噪聲、高增益、高輸入等特性。

圖2 天線單元電路Fig.2 Aerial unit circuit

1.2 射頻單元

該單元電路核心芯片采用ZARLINK公司推出的GPS射頻前端芯片GP2015。它具有低功耗、低成本和高可靠性等特性，采用TQFP封裝，封裝尺寸小，工作電源電壓為3～5 V，當芯片工作在3 V電壓下，其功耗為200 mW。

GPS Ll信號通過天線、預選頻濾波器和低噪聲放大器后輸入到GP2015，GP2015將該射頻信號與不同頻率的本振信號經三級下變頻到中頻（IF），在GP2021提供的5.714 MHz的采樣頻率下，將中頻信號變換成頻率為1.405 MHz的2位TTL電平輸出[3]。

所以，該單元的設計任務主要有兩個：晶體振蕩器設計和濾波電路設計。

GPS接收機定位精度、信號的準確性和穩定性，以及信號的一致性要求較高，從而對標準基準時鐘穩定性提出了較高的要求。本系統采用高精度溫補型晶體振蕩器TCXO，該晶體振蕩器與外部匹配電路共同工作，產生穩定的10.000 MHz的基準時鐘信號，在25℃標準溫度下，其調整頻差為士1 ppm，負載電容為15 pF。在電源與GND之間串接10 uF和100 nF電容，以有效濾除電源雜波。晶體振蕩匹配電路原理圖[4]如圖3所示。

GP2015的濾波電路設計分為三級：第一級，設計為二階的切比雪夫濾波器，性能指標為中心頻率175.42 MHz，帶寬為2 MHz（如圖4所示）；第二級，濾波器采用Mitel公司的聲表面濾波器DW9255，中心頻率為35.4 MHz，帶寬為2 MHz（如圖5所示）；第三級，屬于GP2015片內濾波，它的作用是濾除進入A/D轉換器的噪聲和干擾信號。

圖3 晶體振蕩匹配電路Fig.3 Matching circuit of the crystal oscillator

圖4 第一級濾波電路Fig.4 The entry-level filter circuit

圖5 第二級濾波電路Fig.5 The second-stage filter circuit

1.3 相關器單元

Zarlink Semiconductor公司的12通道C/A碼基帶相關器，可與GP2015以及大多數16位和32位的微處理器兼容，因此在GPS導航系統、GPS測量接收機和時間轉發接收機中得到廣泛應用。

GP2021有兩種工作模式："真輸入"模式和"綜合輸入"模式。模式選擇由SYSTEM_SETUP寄存器中的FRONT_END_MODE位控制，默認值為真輸入模式（Real-Input mode）。

對于與GP2015的組合匹配電路，GP2021接收來自GP2015的40 MHz的差分時鐘信號、MAGO、SIGO、PLLRDY和PRESET信號。將GP2015和GP2021的差分時鐘引腳直接相連；MAGO、SIGO及CLK采用串聯端接電阻，減少信號的反射。設計GP2015與GP2021接口電路原理圖[5]如圖6所示。

圖6 GP2015與GP2021接口電路Fig.6 The connecting circuit of GP2015 and GP2021

1.4 微控制器單元

選用TMS320C6747對GP2021進行讀操作和寫操作，獲取導航數據及控制GP2021的信號捕獲和跟蹤過程。

GP2021提供了多種標準接口方式與C6747進行通信，包括ARM6、Motorola、Intel486、Intel80186的接口，接口的配置取決于GP2021片上標號為NARMSYS，WRPROG及NINTELMOT的引腳高低電平的組合邏輯，如表1所示。

表1 GP2021接口配置Tab.1 The connecting installs of GP2021

本系統選用英特爾186模式來對GP2021進行寫操作和讀操作。為了進行這些操作，GP2021提供了4根控制線：片選信號NCS、寫選通WREN、讀選通READ、地址鎖存使能信號ALE_IP；8根地址線A[2]-A[9]；16根數據線D[0]-D[15]。

可以將GP2021等價為異步隨機存儲器，采用C6747的外部存儲器接口EMIFA與GP2021進行匹配。C6747的EMIFA接口包含3根控制線，13根地址線，16根數據線。將EMIFA的片NCS相連，它的地址空間為0x62000000-0x63FFFFFF。EMIFA中其他的引腳就按功能進行相連。由于GP2021與C6747的地址總線、數據總線和控制總線的引腳都支持LVTTL，所以無需電平轉換就可直接相連，不會出現邏輯錯誤。通過設置C6747中EMIFA接口片選信號READ_SETUP、READ_STROBE、READ_HOLD、WRITE_SETUP、WRITE_STROBE、TA、WRITE_HOLD的時間就可以實現與GP2021數據傳輸[6]。

另外GP2021中ACCUM_INT引腳輸出一個間隔505.05 us的信號，保證GP2021與C6747之間的接口正常傳輸。C6747內增強型的TIMER定時器具有通過TIMER外部時鐘輸入引腳捕獲外部輸入事件的功能。由此將TIMER的時鐘輸入引腳直接與ACCUM_INT相連。所以C6747與GP2021接口電路如圖7所示。

圖7 C6747與GP2021接口電路Fig.7 The connecting circuit of C6747 and GP2021

C6747內部L2 RAM（256 kB）加上共享的RAM（128 kB）共為384 kB，滿足了接收機對RAM的需求，無需進行外部擴展SDRAM。因此本系統只需擴展外部Flash存儲器。

C6747具有兩個外部存儲器接口：EMIFA和EMIFB。EMIFB只能與SDRAM連接。EMIFA包含5個片選信號，EMA_CS[0]只對SDRAM有效，EMA_CS[2：5]對Flash有效。EMIFA可以連接8位或者16位數據寬度的Flash，包括了XOR和NAND類型。本系統選用SST公司的XOR型FLASH SST39LF800A作為程序和數據存儲器。

選擇完Flash型號之后，接著就要設計程序加載模式和總線接口。加載方式由系統重新啟動時刻BOOT引腳高低電平決定。本文采用XOR Flash加載和仿真調試加載，兩種方式進行切換使用便于調試軟件。針對XOR Flash的程序加載模式，C6747芯片要求Flash片選信號必須是EMA_CS[2]，它的地址空間是0x60000000-0x61FFFFFF。

SST39LF800A的尋址空間是512 k，需要19根地址線，但是C6747沒有那么多的地址線，需要進行地址線擴展。一般進行地址線擴展有兩種方法：一種是利用高速的譯碼器擴展；另一種是利用普通I/O作為地址線。彈載接收機的空間是受限的，增加一個器件會占用更多的空間。在小的PCB面積里，需要布置很多元件，多放置一個元件可能會使布線更加復雜、信號之間的干擾更加嚴重。第二種方法更加適合彈載接收機。在C6747的封裝里，普通I/O引腳GP4[0：5]焊盤與地址線引腳焊盤距離更近。如果選用這些普通I/O口來作為地址線，在PCB板上的地址走線長度之間相差不多，避免產生很大的延遲使系統不能正常訪問Flash，所以采用GP[0：5]的引腳來作為擴展的地址線。C6747與FLASH的接口電路如圖8所示。

2 軟件模塊設計

GPS衛星導航定位系統屬于被動定位系統。接收機本身不發射任何輻射信號，僅被動接收衛星的導航定位信號即可完成自身定位功能，因此具有功耗低、體積小、重量輕、成本低、隱蔽安全等優點。

結合所設計的硬件平臺的特點和功能，軟件系統由以下幾個主要模塊構成：

圖8 C6747與FLASH的接口電路Fig.8 The connecting circuit of C6747 and the Flash

1）量測數據獲取模塊采樣、量化后的GPS導航信號在GP2021多通道相關器中完成解調、解擴后，進行相關積分處理。根據GP2021技術資料說明，積分時間長度為C/A周期（1 ms）。由于每個通道C/A初始位置不同，因此積分完成時間也有所不同。當每一通道積分完成后，利用寄存器分別對同相臂（Ⅰ臂）遲早碼、正交臂（Q臂）遲早碼積分結果進行鎖存，以便DSP讀取處理，鎖存器采用循環覆蓋方式鎖存積分數據，因此，每個通道鎖存數據必須在下個積分完成周期之前讀出，否則數據將被覆蓋。

由于每個通道的積分起始時間不同，積分完成時刻也不一致。若對每個通道積分結束時刻分別處理，由于通道較多（24通道），則在1 ms時間內要頻繁進行24次中斷響應，不但系統執行效率低下，同時將嚴重占用系統資源，對后續的衛星軌道計算、導航電文譯碼、定位解算等極為不利。筆者采用集中式讀取辦法解決該矛盾，在1 ms之內保證至少對所有24通道數據集中讀取一次。根據每個寄存器的鎖存狀態確定是否積分結束，具體確定哪些通道數據參與環路控制，從而在一次中斷響應同時處理多通道數據，有效地提高了軟件的執行效率。GP2021提供了505.05 μs和854.70 μs兩種中斷時鐘。該系統采用的是505.05 μs，利用TMS320C6747的INT4對該中斷源響應。軟件流程框圖如圖9。

2）環路處理模塊本系統硬、軟件設計中，根據讀取的IDith、Iprop、QDith、DProp量測值，由軟件實現鑒相/鑒頻、環路濾波等環路處理，并形成環路NCO頻率控制字回送給GP2021，控制本地載波生成頻率/本地C/A碼生成頻率，從而實現環路的閉合。該模塊包括信號搜索、捕獲、跟蹤等環路處理控制功能。該模塊的程序流程圖如圖10所示。

圖9 測量數據獲取流程框圖Fig.9 Frame chart of measuring data

圖10 GPS信號捕獲流程圖Fig.10 Frame chart of the GPS signal obtain

3 導航電文譯碼測試

在完成GPS接收機硬件設計和衛星信號快速捕獲算法的基礎上，即可對導航電文進行譯碼測試。

每顆衛星周而復始的發送星座中所有衛星的歷書，從而使得在成功捕獲鎖定一顆星的情況下，也可接收所有衛星的星歷。歷書信息包含在導航電文的第4、5子幀中，32顆衛星的歷書共計50頁，每個子幀包含25頁，因此50頁歷書數據共需25幀導航電文傳送完畢。每幀導航電文傳輸時間為30秒，25幀共需750秒。故接收完整32顆衛星歷書大約需要12.5分鐘。接收并譯碼后的衛星歷書舉例如下：

4 結束論

在熟悉GPS原理的基礎上，圍繞射頻前端電路、數字通道相關器和浮點型數字信號處理器3大模塊搭建了完善的GPS接收機硬件平臺，為相關軟件和算法研制奠定了硬件基礎。在完成硬件平臺設計、加工調試的基礎上，開展了GPS定位算法設計和軟件流程實現等工作。最后，結合自主研發的GPS接收機硬件和軟件，進行了導航電文譯碼測試，得到了理想的星座軌道歷書，成功地實現了對GPS衛星的捕獲和跟蹤。其設計也是后續計算衛星的空間位置和運行速度，以及實時定位導航必須完成的重要一步。

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