基于雙Boost拓撲結構的PFC策略研究

陳 福，王 武，蔡逢煌

(福州大學電氣工程與自動化學院，福建福州350108)

0 引言

隨著電力電子技術的廣泛應用，各種整流器和帶有整流器的電力電子裝置在各行各業中大量應用，這種采用橋式整流和大電容濾波的電路系統，電流波形將發生嚴重畸變，電流諧波含量較高。電流波形的這種畸變，以及由此可能產生的網側電壓波形的畸變給系統本身和周圍的電磁環境帶來一系列的危害，對電力系統產生污染，對通信系統產生干擾，還可引起儀器儀表和保護裝置的誤測量、誤動作，因此，應用功率因數校正技術的需求顯得十分迫切。

抑制諧波電流的方法主要有:多脈沖整流、無源功率因數校正法、有源功率因數校正法［1］。在電力電子器件的大力發展下，現代APFC(有源功率因數校正)技術應運而生，APFC具有體積小、重量輕、效率高、功率因數接近1的特點，因此被廣泛應用。它是采用功率開關器件和PWM控制技術，通過一定的控制策略使電網輸入端的電流波形逼近正弦波，并使其與輸入的電網電壓同相位，這種方法控制電路較為復雜，但可得到較高的功率因數，總諧波畸變較小，輸出電壓較為穩定。本文采用的平均電流控制法便是一種應用電流反饋控制技術的有源功率因數校正法。

Boost電路結構簡單，實現成本低，輸入側的儲能電感能減小輸入電流紋波，電路輸出側有濾波電容可以減小輸出電壓紋波，對負載呈現電壓源特性。它是一種是實現功率因數校正的好辦法，因為其輸入電流是連續的，因而導通噪聲低、輸入電流波形好。其不便之處在于要求輸出電壓必須高于輸入電壓的峰值。本文研究的雙Boost電路拓撲，可等效為兩個控制獨立的Boost－PFC變換，且可以獲得兩路穩定的直流母線電壓。

1 電路拓撲結構

本文研究的雙Boost-PFC電路拓撲如圖1所示。

圖1 雙Boost-PFC電路拓撲

該拓撲工作過程為:

當市電工作在正半周期時，Q1開通整流，Q1、L1、T1、D1組成升壓型APFC電路，開關管T1工作，開通時經過 Q1、L1、T1、N。電感 L1儲能;關斷時經過 Q1、L1、D1、C1、N。電感L1放電，為BUS+充電。正半周期檢測輸入電壓電流和BUS+電壓來控制T1工作狀態，如圖2(a)所示。

當市電工作在負半周期時，Q2開通整流，Q2、L2、T2、D2組成升壓型APFC電路，開關管T2工作，開通時經過 Q2、L2、T2、N。電感 L2儲能;關斷時經過 Q2、L2、D2、C2、N。電感L2放電，為BUS－充電。負半周期檢測輸入電壓電流和BUS－電壓來控制T2工作狀態，如圖2(b)所示。

圖2 等效Boost-APFC拓撲結構

分析表明，雖然該雙Boost拓撲為雙管架構，但每半周期只有一個晶閘管和一個MOSFET管工作，與單Boost工作原理相同。這種單相雙Boost電路拓撲可適用于中等容量的應用中，該拓撲的優點為:將整流和升壓結合在一起，充分利用了輸入交流電壓的正負半波，形成了正負直流母線，在開關管占空比相同時，相比于單母線結構，直流母線電壓提高了一倍，并形成了市電的中線。

2 控制系統工作原理

2.1 控制系統框圖

本文的PFC控制方法是在電感電流連續模式下，采用雙閉環控制結構，即電流內環和電壓外環的共同控制，如圖3所示。電流內環調節電感電流，使之波形上跟隨電壓波形變化，調節功率因數。電壓外環的輸出與輸入電壓值相乘，乘積結構作為電流內環的參考信號，通過調節電流內環參考信號的平均幅值，來保持輸出電壓的穩定［2］。兩個環路都采用無靜差的PI控制，其算法簡單成熟，而且設計過程中不過分依賴系統參數，有較快的動靜態響應［3］。平均電流法工作在恒頻下，開關管電流有效值小，EMI濾波器體積小，且能抑制開關噪聲，輸入電流波形失真小。

圖3 控制系統結構框圖

2.2 電壓環控制策略

對于本文所涉及雙Boost拓撲，因為與單個Boost工作原理相同，所以可以簡化為對單個Boost進行分析。

為了簡化設計，先做如下假定:輸入電流完全跟隨輸入電壓，與其呈比例關系;電路沒有損耗，效率為1;輸出功率恒定不變。

為保證恒功率控制，需要加入電壓前饋環節，如公式(1)所示:

式中，Urms為輸入電壓有效值;Uff為前饋電壓平均值;Uff=KffUrms;Km為電流環給定計算系數;Kin為輸入電壓采樣系數。

電壓環結構如圖4所示，對反饋系統進行小信號分析得電壓外環的傳遞函數為

圖4 電壓環結構

電壓控制環PI傳遞函數為

則電壓控制環的開環傳遞函數為

本系統中，以系統截止頻率wc和相角裕量γ為設計指標來考慮系統特性和穩定性，即需要滿足|GVOL|=1、相角裕量 γVOL= －180°+45°。從以上式子即可求得控制器PI控制參數。

2.3 電流環控制策略

APFC電路的實質是一個電流控制的電壓源，電流內環是實現有源功率因數校正的關鍵［4］，如圖5所示。電流控制環需使輸入電流跟蹤輸入電壓，因此電流控制環必須有足夠的帶寬，取電流控制環開環截止頻率為10 kHz。假定開關頻率遠大于市電頻率，則近似認為一個開關周期濾波電路可看成一個恒壓源，進行小信號分析可得電流控制環的高頻信號模型為

圖5 電流環結構

電流控制環PI傳遞函數為

則電流控制環開環傳遞函數為:

式中，Kpi為電流環比例系數;Kii為電流環積分系數;Kis為電流采樣系數。

同電壓控制環，利用|GVOL|=1、相角裕量γVOL=－180°+45°即可求得PI控制參數。

3 APFC電路參數選擇

3.1 輸入電感參數選擇

前端升壓電感決定了輸入端的高頻紋波電流總量，因此可根據電流紋波值來進行電感值設計。

輸入最大峰值電流為:

一般選擇電感時，電感電流的峰值不大于最大峰值電流的20%，則有

當輸入電壓達到最小值時，輸入電流最大，此時電流紋波最大，因此最小輸入電壓峰值點的占空比為

開關管導通時

則電感值

3.2 輸出電容參數選擇

在工程計算中，可按照輸出電壓的維持時間來選取電容參數。后級輸出帶負載時，在一定的負載電流和允許的輸出直流母線電壓脈動要求下，根據功率要求得

式中，△t為維持時間;Uo(max)、Uo(min)分別代表輸出電壓最大和最小值。

4 仿真與實驗結果

本文使用Matlab的Simulink工具箱對系統進行仿真。仿真電路參數為:交流輸入電壓為220 V/50 Hz，開關頻率為100 kHz，直流輸出電壓為380 V，濾波電容為1 410 μF，升壓電感為1 mH，負載為100 Ω。電壓控制環參數為Kpv=0.75、Kiv=27.3，電流控制環參數為 Kpi=2.85、Kii=54 500。仿真結果為輸入功率因數PF=0.999;輸入電流總諧波畸變率為THDi=0.32%;圖6為輸入電壓電流仿真波形，圖7為輸出電壓仿真波形，仿真結果證明了該方案的可行性。

最后采用UC3854A構成了平均電流控制型功率因數校正雙boost變換器，由圖8、9可見實驗結果與仿真結果具有很好的一致性，在滿載穩態下工作時，PF=0.997，THDi=6.7%，電流基本可以跟蹤電壓波形，直流母線電壓脈動小，進一步說明了本文方法的合理性和正確性。

圖6 輸入電壓和電流仿真波形

圖7 正負輸出母線電壓仿真波形

圖8 輸入電流電壓實驗波形

圖9 正負輸出母線電壓波形

由圖8可以看到，輸入電流在零點處出現交越失真現象，這是由于雙環組成的PFC控制器中，為了保證調制作用的線性關系，需要將電壓環控制器的截止頻率設定在較低頻率下，但這樣就使得系統響應速度變慢，在過零附近跟不上輸入電壓的變化;另一方面由于拓撲為雙Boost，在電壓過零處時，需使一路Boost的開關管占空比接近1，實際電路器件很難達到這一條件，并且電流相位由于調節作用會超前電壓，而整流二極管的單向導電性使得二極管不能流過超前電流［5］，這些都會引起電流的過零畸變。

5 結論

本文應用了平均電流法于單相雙Boost拓撲結構中。分析表明上下側Boost電路為獨立工作，可充分利用市電正負半波。在相同開關管占空比下，比單母線的輸出電壓提高一倍。通過仿真和實驗驗證了系統可行性，該系統可獲得兩路穩定的直流母線電壓輸出，具有輸入功率因素高，輸入電流畸變小的特點。

［1］周志敏.開關電源功率因數校正電路設計與應用［M］.北京:人民郵電出版社，2004.

［2］曾慶虹，楊時杰.基于平均電流控制的有源功率因數校正技術［J］.鄭州大學學報，2006，27(1):28-31.

［3］朱鵬程，郭衛東，陳堅.升壓斬波電路PI和PID調節器的優化設計［J］.電力電子技術，2001，35(4):28-31.

［4］Liu Ping，Meng Yu，Kang Yong.Analysis of Single-Phase Boost Factor Correction(PFC)Converter［Z］.PEDS’99，IEEE，1999，7.

［5］范 凱，謝少軍.單相PFC變換器的電流過零畸變問題研究［J］.電力電子技術，2009，43(4):18-20.