弧流放電用功率直流電源的設計和實現

李 偉

(中國電子科技集團公司第38研究所，安徽合肥230088)

0 引言

本文設計了一種特殊的用于弧流放電的開關電源，該電源具體要求是在30% ～100%負載下，穩態精度和紋波均低于3%，電壓上下沿為ms量級;另外由于該電源系統結構上的特殊要求，其電源負極將懸浮在直流50 kV之上，故電源需要對地隔離50 kV直流。其特別要求是:在負載發生短路時，電源能在極短時間內(100 μs)分斷前級電源(可含一定量容感儲能)以保護負載和電源。

本文對電源主電路的各級單元進行了設計和合理選型，特別在高頻變壓器的漏感對占空比損失的影響方面做了分析，在控制上實現了2SD315A驅動模塊的高速保護功能。

1 主電路拓撲設計

電源額定參數為400 V、300 A，最大輸出功率120 kW，電源還要求具備寬的電壓輸出范圍(100～300 V)，考慮到還有高頻變壓器漏感的影響，過小的逆變占空比，會加大濾波電感電容，同時又會影響電源的快速響應。因此對電源拓撲結構設計采用AC-DC-DCAC-DC 的方案［1］，如圖1所示。

圖1中，第一級AC-DC采用常規380 V經三相不控整流橋帶電容濾波輸出直流;第二級DC-DC采用雙IGBT并聯得到高頻40 kHz Buck降壓電路，輸出電壓的調節通過對Buck電路的占空比調節進行;第三級至最后采用單相20 kHz逆變與再經高頻整流和比較小的高頻電感電容濾波方式，由20 kHz高頻變壓器承擔50 kVDC高壓隔離。

圖1 電源主回路結構圖

2 主回路單元參數設計

各器件選管電壓按照2～3倍峰值電壓，而電流按照不同原則，即IGBT按2～3倍脈沖幅值，二極管(低、高頻)均按2～3倍通態平均值。

DC-DC(Buck)中IGBT采用EUPEC公司的高速半橋FF600R17KF6C-B2型，額定電壓1 700 V，額定電流600 A(80℃)，浪涌電流800 A/1 ms，上升時間250 ns，關斷時間 550 ns。

IGBT驅動電路采用CONCEPT公司新推出的2SD315A［2］，其結構如圖2所示。它是一種集成度很高的驅動模塊，內部包含兩路IGBT驅動電路，可以用于驅動1 700 V的IGBT，具有安全性、智能性與易用性的特點。最值得關注的是，該芯片具備通過測量IGBT結電壓可實現主回路短路與過流下直接下拉觸發信號實現μs級快速保護IGBT，這正好實現了該電源所期望的快速切斷電源的要求。

圖2 2SD315A結構圖

DC-AC高頻逆變選擇與Buck電路相同的IGBT，在控制方式上利用變壓器的漏感及管子的寄生電容諧振來實現ZVS，控制芯片選用 Unitrode公司生產的UC3875N。通過移相控制，超前橋臂在全負載范圍內可實現零電壓軟開關，滯后橋臂在75%以上的負載范圍內實現了零電壓軟開關移相控制芯片，整體效率可以達到80%，功率因數也可以控制在0.8以上。

該電源要求隔離50 kV高壓，這對于AC-AC大功率高頻變壓器的設計是一個苛刻的條件。如果為增加絕緣等級增大變壓器初、次級繞組之間距離，那么匝與匝之間的漏感過大會造成占空比的損失。因此，本設計中變壓器采用高壓隔離方案［3］:初級繞組緊貼鐵芯繞線，初、次繞組間隔4 cm，中間由具有良好絕緣性能的聚苯乙烯塑料支撐，高頻變壓器浸在變壓器油中。根據經驗，初、次級繞組間隔1 mm能耐壓10 kV(變壓器油浸)，留有足夠的裕量。

另外考慮變壓器空載合閘會產生勵磁涌流，而勵磁涌流大小與合閘時刻電壓的初始相角有關。考慮最嚴重情況，180°方波電壓加在高頻變壓器上后，主磁通線性上升到最大值。如果變壓器正常工作時鐵芯處于飽和狀態，勵磁涌流可以達到額定電流3倍以上，造成逆變橋IGBT過流，嚴重時會損壞器件。因此高頻變壓器鐵心采用超微合金材料，該材料具有較高的飽和磁感應強度和較低的剩余磁感應強度，避免鐵芯磁飽和。

最后一級AC-DC的二極管采用IXYS公司的快恢復二極管MEO550-06 DA，反向恢復時間150 ns，反向峰值電壓600 V，正向電流514 A。

整個電路有三個位置使用LC電路，一是工頻整流AC-DC電路，可采用LC或單C進行濾波;二是DCDC(Buck)中的LC，這是Buck電路中為保證直流電流連續和紋波電壓的常規環節;三是DC-AC-AC-DC整個環節，設計上其暫態過程和功能其實與Buck基本一致可綜合考慮。

工頻整流LC電路設計為單C進行濾波，三相橋可視為在電壓300 Hz的脈動下對電容充電，時間為20/6=3.33 ms，根據電容特性補充的電荷按庫侖［4］計算為:

電容電流由于等同前級電源，因此取負載平均電流。

DC-DC(Buck)中的LC電感選型為

在占空比D1條件下，輸出電壓U0越低、開關頻率fs越高、電感L越大則平均臨界電流IOB越小，越容易實現電感電流連續工作情況。電容選型以紋波(總諧波效應)的幅值為依據，紋波系數

可見濾波電感和電容是等量綱的，最終根據電源參數取值。

DC-AC-AC-DC的環節分析和選型與Buck電路一致，并要考慮到逆變橋的死區設置和高頻變壓器漏感帶入的占空比損失。

3 保護電路設計

由于電源需要能在極短時間內(100 μs)分斷，設計利用2SD315A自身的保護功能，圖2中2SD315A兩通道輸出端都配備有Uce監測電路。當某一路或兩路的驅動側電力器件出現短路或過流現象時，監測電路會立刻將異常狀態回饋到驅動模塊，產生故障信號并將它鎖存，驅動模塊內部會同時產生一個典型值為1 s的封鎖時間，在封鎖期間，驅動模塊處于封鎖狀態，將兩組IGBT及時截止。同時，狀態輸出端對應的SO引腳也輸出代表出現故障的低電平信號，可以用于其他保護控制。通過參考電阻Rth阻值的選取，可以決定IGBT的電流保護閾值。原理如下:IGBT開通狀態下，當驅動模塊某一路中引腳C的電壓超出引腳Rth時，驅動模塊就進入保護狀態，而2SD315A內部的電流源在Rth引腳提供150 μA的輸出電流。

式中，Uth為IGBT的 Uce電壓保護閾值;Ud為 IGBT集電極所連接二極管(這里為兩個1N4007)的導通壓降，約為 1.45 V;I為 Rth上的恒定電流(150 μA)。這樣按照實際選用的IGBT由式(4)計算可得驅動側參考電阻Rth。當負載過流和短路時，即主電源中IGBT過流，Uce超出設定值時，驅動模塊將自動進入保護狀態，下拉驅動輸出均為－15 V。

4 占空比損失分析

圖1中，由于逆變橋從開關管T1，T4向開關管T2，T3換流時，在開關管T1，T4關斷后，高頻變壓器無法提供負載電流，電感續流，不控整流橋導通，高頻變壓器次級相當于短路。又由于漏感的存在，一次側電流緩慢下降，與開關管T2，T3反并聯的二極管會導通，此時高頻變壓器一次側電壓全部加在漏感上，使一次側電流線性降到零。經過4 μs的死區時間后，開關管T2，T3驅動信號到來，但此時一次側電流還未下降到零，開關管T2，T3并不能導通。當一次側電流到零后，開關管T2，T3導通，一次側電流再反向線性上升，一次側電流依然無法提供負載電流，電感繼續續流，造成占空比損失，為了保證輸出占空比損失并不嚴重，必須限制高頻變壓器漏感在一個范圍內，這在高頻變設計中已經考慮，Lσ≤8.3 μH。

5 實驗結果與分析

圖3為20 kHz下高頻變壓器原副邊電壓波形。換流時間大約為 10 μs，損失占空比時間約為 4 μs，輸出占空比D≈0.9，這與設計的結果一致。

圖3 高頻變壓器原副邊電流波形

圖4為該電源的給定電壓，輸出電壓和電流波形。按100 ms的工作脈寬，輸出精度和紋波系數＜3%，為檢驗動態上下沿，增加了40 ms的預給定電壓，可見上下沿速度均可達到ms量級，滿足最初設計目標。

圖4 電源輸出波形

圖5為負載短路時，2SD315A的快速保護功能的實現。曲線1代表Buck中IGBT通過電流;曲線2代表IGBT Uce電壓。實驗采取了電源啟動時遇到負載短路的情形，當IGBT的保護閾值達到時，IGBT的觸發電壓迅速下拉，電流在1 μs內被迅速切斷，而IGBT Uce電壓保持前級直流電壓，這樣負載不再承受電壓和電流，達到保護目的。

圖5 電壓保護時IGBT結電壓和電流波形

6 結論

本文介紹了一種隔離高壓大功率快速響應電源的設計方法，詳細推導了各單元的設計準則，分析了高頻變壓器漏感對占空比損失的影響，提出了利用2SD315A自身的保護功能來實現電源快速保護的要求，并最終在實驗中得到相應的驗證。

［1］葉慧貞，楊興洲.新穎開關穩壓電源［M］.北京:國防工業出版社，1999.

［2］孫 稚，孫梅生，王 磊.大功率IGBT驅動模塊2SD315A的特性及其應用［J］.電力電子技術，2002(36):73-75.

［3］王瑞華.脈沖變壓器的設計［M］.北京:科學出版社，1987.

［4］楊蔭福.電力電子裝置及系統［M］.北京:清華大學出版社，2006.