開關磁阻電機新型功率變換器的研究與設計

甘 醇

(中國礦業大學信電學院，江蘇徐州 221008)

0 引言

開關磁阻電機驅動系統(Switched Reluctance Drive，SRD)是20世紀80年代迅猛發展起來的一種新型調速電機驅動系統，其以結構堅固、調速范圍寬、調速性能優異，而且在整個調速范圍內都具有較高的效率，系統可靠性高等特點，成為各國研究和開發的熱點之一［1－7］。開關磁阻電機(Switched Reluctance Motor，SRM)是通過各相繞組依次通電拉動轉子旋轉，因此SRM的轉動嚴格依賴各相繞組的開通與關斷。SRD中為了實現各相繞組的開通與關斷，離不開特定的功率變換器。功率變換器是SRM運行時所需能量的供給者，是系統的中樞執行機構。在整個SRD成本中，功率變換器占有很大的比重，合理選擇和設計功率變換器是提高 SRD性價比的關鍵之一［8］。功率變換器主電路形式的選取直接影響SRM的調速性能、轉矩脈動等。

本文以公共開關型功率變換器為研究對象，分析了公共開關型功率變換器的優缺點。為解決系統重載和高速運轉時調速性能的下降，本文設計了幾種新型的功率變換器，加快了繞組的放電過程，改善了系統的調速性能。

1 公共開關型功率變換器分析

主電路設計是SRM功率變換器設計的關鍵之一，目前應用最多的功率變換器主要為不對稱半橋型和公共開關型。公共開關型功率變換器主電路拓撲結構如圖1所示。

圖1 公共開關型功率變換器主電路

S1、S2、S3為位置導通管，三相共用一個公共開關管S，公共開關管對供電相實施斬波控制。當S與S1同時導通時，電源向A相繞組供電;當S1導通、S關斷時，A相電流經VD續流;當S和S1都關斷時，電源通過VD和VD1反加于A相繞組兩端，實現強迫續流換相;當 S導通，S1關斷時，相電流將經VD1續流，因A相繞組兩端不存在與電源供電電壓反極性的換相電壓，不利于實現強迫換相。具有公共開關器件的功率變換器主電路有一只公共開關管在任一相導通時均開通，一只公共續流二極管在任一相續流時均參與續流。該電路所需的開關器件和二極管數量較傳統的不對稱半橋式功率變換器電路大大減少，其造價明顯降低。

SRM續流階段的性能直接影響調速系統的性能。在相繞組關斷時刻相電流迅速下降，回饋能量可以有效縮短續流時間，提高輸出轉矩和系統效率。對于公共開關型功率變換器，當位置導通管關斷時，單相繞組進入續流階段，由于各相共用一個斬波管，其他相繞組仍需斬波信號提供換相轉矩，斬波管無法關斷仍然繼續斬波，不利于實現強迫換相，其續流回路如圖2所示。

圖2 續流回路

圖3為公共開關型功率變換器的相續流電流，其續流較陡峭，呈階梯狀。

從圖中可以分析，當位置導通管斷開時，脈寬調制(Pulse Width Modulation，PWM)信號為高電平進行零電壓續流，電流波形斜率趨于零，此時續流較緩慢;PWM信號為低電平進行負電壓續流，電流波形斜率較大，此時續流較迅速。

圖3 公共開關型仿真續流電流

不對稱半橋型功率變換器可以在某相續流時，將該相斬波管與位置管同時關斷進行負電壓續流，與PWM信號無關。因此，公共開關型功率變換器的續流時間比不對稱半橋型功率變換器的續流時間長，與PWM占空比有關。PWM占空比越大，則續流時間越長。若續流時間過長，續流結束時刻電流已經延伸到對應相電感的下降區，必然會產生制動轉矩。

一般情況下，調速系統中常采用調節開通角和關斷角來消除轉矩死區，但不可避免地增加了軟件的復雜程度，同時減小了相繞組電流維持最大值的時間［5］。本文提出一種新的消除轉矩死區的方法，即通過優化功率變換器主電路拓撲結構改變續流斜率k，加快繞組放電過程，從而消除死區電流導致的轉矩死區，同時延長了相繞組電流維持最大有效值的時間，原理如圖4所示。

圖4 續流斜率k對續流電流的影響

2 新型功率變換器的設計

2.1 雙極性電源公共開關型功率變換器

圖5為本文介紹的新型功率變換器主電路。

該電路仍以公共開關型功率變換器為基礎，在反向續流回路中加入電壓Us和濾波電容C1，電源系統采用雙極性電源供電。

圖5 雙極性電源公共開關型功率變換器

傳統的功率變換器在繞組正向導通時，繞組兩端承受正向電壓Us，在反向續流時加在繞組兩端的電壓為－Us，斜率方程為

該新型功率變換器在繞組正向導通時，繞組兩端承受正向電壓Us，在反向續流時加在繞組兩端的電壓為－2Us，斜率方程為

由式(1)、式(2)分析可見，續流時由于繞組兩端反向電壓的升高增大了續流斜率，從而縮短了續流時間，加快了繞組的放電過程。當PWM占空比較大時，由式(2)，快速的放電過程有利于消除續流時間過長導致的轉矩死區。

2.2 滑變調壓公共開關型功率變換器

盡管雙極性電源式的功率變換器已經能有效減小死區電流產生的轉矩死區，但是反向電壓恒為－2Us，對不同SRD并不一定能達到良好的效果，可能還需要更高的反向電壓來消除轉矩死區。圖6為滑變調壓式的新型功率變換器。

圖6 滑變調壓公共開關型功率變換器

供電電源采用+kUs(k＞1)和－Us，通過滑動變阻器分壓可任意調節反向續流時加在繞組兩端的電壓，加快電流釋放過程，斜率方程為

由于供電需要兩種不同大小的電壓，不可避免地增加了電源系統的復雜程度。同時，由于使用了滑變電阻器分壓，增加了系統的能量損耗，降低了系統效率。

2.3 Boost斬控調壓公共開關型功率變換器

為了實現反向電壓大范圍可調，現采用Boost斬控調壓器［6］和公共開關型功率變換器組合設計，得到新型的Boost斬控調壓公共開關型功率變換器，其主電路拓撲結構如圖7所示。

圖7 Boost斬控調壓公共開關型功率變換器

電源系統仍采用雙極性電源供電，Boost電路模塊中Ls為儲能電感，ST為Boost升壓直流斬波管，VDT為逆止二極管，C1為穩壓電容。盡管該電路具有元器件成本高和結構復雜的缺點，但加入Boost電路后，續流的加快使得系統在不產生負轉矩情況下繞組可以相對關斷晚一些，從而延長了相繞組電流維持最大值的時間，增加了系統的輸出功率，提高了運行效率。轉矩死區的消除也在一定程度上降低了轉矩脈動。該新型功率變換器結構在最少開關器件的基礎上加入了Boost升壓直流斬波模塊，以提高相繞組電流續流時的衰減速度。除Boost模塊外，其工作過程與公共開關型主電路的工作過程一樣。Boost升壓直流斬波模塊是一個輸出電壓為Ud的可控高效開關電源，反向續流時由C1和Cs共同提供反向電壓。這種電路的好處是可以使C1上的電壓始終高于電源電壓Us。實際應用中為了使電機達到良好的起動效果，應先對C1進行預充電。

ST導通時，Us向 Ls充電，設充電電流恒為I1，同時C1的電壓向負載供電，提供反向續流電壓。因為C1值很大，輸出電壓Ud為恒值。設ST導通時間為 ton，，此階段 Ls上積蓄的能量為UsI1ton。ST關斷時，Us和Ls共同向C1充電并向負載供電，提供反向續流電壓。設ST的PWM周期為T，占空比為D，則ST關斷的時間為T－ton，此期間電感Ls釋放的能量為(Ud－Us)I1(T－ton)。穩態時，一個周期T中Ls積蓄能量與釋放能量相等:

理論上輸出電壓Ud可以無限大，但實際受電子器件參數的限制，Ud不可能任意大，有一定的取值范圍。Ud越大，繞組放電越快，對應不同PWM占空比，需要選擇合適的Ud值，斜率方程為

與傳統功率變換器相比，在其放電過程中繞組反向電壓增加了－Ud一項參數，加速了相電流衰減。通過調節Boost斬波管可調節Ud的大小，進而調節相電流的衰減速度，延長相繞組開通時間內的相電流維持最大值的時間而不會產生死區電流，改善了SRD系統的調速性能。由于反向續流電壓連續可調且能量損耗較小，所以性能上要比前兩種功率變換器優越。

2.4 三種新型功率變換器對比

本文提出的三種SRM調速系統的新型功率變換器都有一定的實用價值，對相繞組放電過程都有不同程度的改善，各有優缺點，主要概括為三個方面，如表1所示。

3 仿真結果

本文以三相12/8結構SRM為研究對象，對性能最優的新型Boost斬控調壓公共開關型功率變換器和傳統的公共開關型功率變換器進行仿真研究，并進行對比分析。調速方式采用PWM電壓斬波控制，電機本體非線性仿真模型利用MATLAB/Simulink 模塊建立［7－8］，功率變換器環節直接采用SimPowerSystems模塊搭建，此方法可以對電流波形、轉矩波形等進行直觀分析。

表1 新型功率變換器的性能對比

功率變換器開關器件統一采用功率場效應管(MOSFET)，仿真參數設置如下:兩種功率變換器供電電源分別為+12 V和±12 V，Boost斬控調壓模塊中儲能電感Ls值為1e－3 H，穩壓電容C1值為1 F。

圖8為傳統功率變換器和新型功率變換器的相電流對比。PWM占空比統一設置為0.4，關斷角固定不變。圖8(a)為傳統型相電流，其續流時間較長;圖8(b)為新型相電流。通過調節Boost升壓斬波管的PWM占空比，設置Ud為12 V，則反向續流電壓為－2Us，如圖9(b)所示。

圖8 傳統功率交換器和新型功率變換器的一相電流對比

圖9 傳統功率變換器和新型功率變換器的一相電壓對比

由于續流階段增大了反向續流電壓，只需要較少的幾個PWM斬波周期即可使續流電流快速衰減為零，其續流時間明顯變短。由此可見，新型功率變換器在放電時大大加快了繞組中電流的衰減，達到了能量快速回饋給電源的目的。

圖10為傳統功率變換器和新型功率變換器的相轉矩對比。由續流階段分析，PWM占空比的增大會使相電流延伸到對應相電感的下降區，即相繞組在dL/dθ＜0區域內仍有回饋電流存在，系統周期性地輸出制動轉矩，轉矩脈動嚴重，如圖10(a)所示;由于采用Boost斬控調壓模塊，將Ud調至20 V，加快了續流時繞組電流的衰減，有效消除了制動轉矩，在一定程度上降低了系統的轉矩脈動，如圖10(b)所示。

圖10 傳統功率變換器和新型功率變換器的一相轉矩對比

當系統高速或重載時PWM占空比較大，零電壓續流時間過長導致續流總時間變長，此時就會出現轉矩死區，由于單相轉矩死區的存在限制了系統的總轉矩，無法滿足調速系統的要求。

當PWM占空比為0.8時將Ud調至30 V，完全消除了單相轉矩死區，有效提升了總轉矩，提高了系統的輸出功率，使得系統帶載能力加強，如圖11所示。

圖11 傳統功率變換器和新型功率變換器總轉矩對比

4 結語

(1)本文分析了公共開關型功率變換器續流時間對調速系統的轉矩輸出和轉矩脈動的影響，提出了通過增加反向續流電壓來消除制動轉矩、提高系統效率和降低轉矩脈動的方法。

(2)以公共開關型功率變換器為基礎，在最少開關器件的基礎上設計了三種新型的功率變換器:雙極性電源型、滑變調壓型、Boost斬控調壓型。這三種功率變換器都在不同程度上縮短了續流時間，達到了能量快速回饋給電源的目的。

(3)搭建SRM非線性仿真模型，對傳統的功率變換器和新型Boost斬控調壓型功率變換器分別進行了相電流、相電壓、相轉矩和總轉矩的對比分析，有效說明了新型功率變換器改善了電流波形，降低了轉矩脈動，提高了輸出功率。

［1］陳昊.開關磁阻調速電動機的原理·設計·應用［M］.徐州:中國礦業大學出版社，2000.

［2］王宏華.開關型磁阻電動機調速控制技術［M］.北京:機械工業出版社，1995.

［3］吳建華.開關磁阻電機設計與應用［M］.北京:機械工業出版社，2001.

［4］Hao Chen，Constantin Pavlitov.Large power analysis of switched reluctance machine system for coal main［J］.Mining Science and Technology 2009，19(5):657－659.

［5］Hao Chen，X Wang，Jason J Gu，et al.Nonlinear dynamic simulation model of switched reluctance linear machine［J］.Procedia Earth and Planetary Science，2009，1(1):1320－1324.

［6］Chen Hao，Qiu Xiao Hui，Zhao Yang.Conductive EMI noise measurement for switched reluctance drive［J］.Turkish Journal of Electrical Engineering and Computer Sciences，2009，17(3):253－259.

［7］Chen Hao，Gu J J.Implementation of three－phase switched reluctance machine system for motors and generator［J］.IEEE/ASME Trans on Mechatronics，2010，15(3):421－432.

［8］Zhong Lian Fang.An investigation on switched reluctation motor and its power converter circuits［J］.Journal of South China University of Technology(Natural Science)，1996，24(1):57－63.