基于多調頻率CSS的混合業務傳輸方法

2011-11-06 11:39:22肇啟明張欽宇張乃通

通信學報 2011年8期

肇啟明，張欽宇，張乃通

(1. 哈爾濱工業大學深圳研究生院，廣東深圳 518055；

2. 哈爾濱工業大學電子與信息工程學院，黑龍江哈爾濱 150001)

1 引言

隨著無線通信技術在更廣泛領域的普及，業務種類日益豐富。如何充分地利用稀缺的無線通信資源為差異化的業務提供更好的服務是未來無線通信系統亟待解決的問題之一。目前，對于混合業務傳輸更多關注于較高層級的設計，如資源分配策略等[1,2]，而對于物理層技術鮮有關注。然而，不同業務對于服務質量要求的差異意味著物理層傳輸技術性能的要求存在差異，當采用性能單一物理層技術進行混合業務傳輸時，如果按照對傳輸性能的要求最高的業務進行設計，傳輸低性能要求的業務時將造成通信資源的浪費，反之，則難以滿足高質量業務需求。

鑒于同類業務對傳輸性能的要求一致，如果傳輸系統能夠在較低層級（如物理層），根據業務種類對傳輸技術進行差異化配置，并實現業務類別識別和分離，則混合業務傳輸問題將簡化為單業務傳輸和業務間協同調度2個問題，相應的上層調度策略的復雜度也將有所下降。傳輸技術按需配置可基于傳統方式實現，如多模發射/接收機等，但是當業務種類增多或切換頻繁時，對終端的處理能力將提出很高的要求，并且將不同業務孤立處理也不利于業務間通信資源協同分配的實現。

本文提出一種新穎的混合業務傳輸方法，令不同類型的業務數據采用調頻率不同的啁啾展頻（CSS, chirp spectrum spread）方式進行傳輸。通過對調頻率的選擇以及符號持續時間的設計，能夠實現對傳輸質量差異化的控制。由于不同參數的chirp信號可以利用分數階傅里葉變換（FrFT, fractional Fourier transform）進行識別和分離[3,4]，因此當采用本文提出的混合業務傳輸方法時，可以利用基于FrFT的處理手段在物理層對業務類別進行識別和分離。

本文內容安如下：第2節對CSS、FrFT基礎理論以及CSS的FrFT性質進行簡要介紹；第3節給出系統模型并對涉及的主要技術進行討論；第4節對2種業務混合傳輸這種簡單情況下的干擾及抑制進行仿真；第5節是結束語。

2 CSS及其FrFT性質

2.1 CSS

CSS是對基帶信號采用chirp信號調制的一種擴頻方式。CSS可被認為是跳頻圖案為直線型的特殊跳頻擴頻（也稱步進調頻）方式，其擴頻帶寬是通過延長掃頻時間以及對調頻率參數的設置獲得的，有別于傳統的直接序列擴頻和普通的跳頻方式。此外，當CSS的調頻率參數固定時，可以通過對時隙和中心頻率的分配實現復用和多址傳輸，不存在直擴方式中擴頻碼非正交性或跳頻方式中跳頻圖案碰撞導致的干擾問題。此外，CSS還具有工程實現簡單、對擴頻增益調整靈活等特點，并且具有很強的抵抗干擾、多徑衰落和多普勒效應的能力，能夠適用于多種無線通信環境[5～7]。目前，CSS已經在低功耗和低復雜度無線通信設備、無線傳感器網絡、低精度測距通信一體化、室內及工業環境下、低速無線通信系統中取得一些應用[8～10]。

作為CSS的基本調制信號，chirp信號的性質決定了CSS信號的性質。時域表達的復chirp信號為

其中，a(t)為信號的包絡；φ為初始相位；f0為掃頻起始頻率；k為調頻率。當k＞0時，瞬時頻率隨時間線性增加，稱正向掃頻，反之為負向掃頻。當CSS符號的持續時間為T時，掃頻帶寬BSW=|k|T。chirp信號具有理想的自相關性，對于k不同的chirp信號間的互相關性與k的差異大小有關，2個調頻率分別為k和-k的chirp信號近似具有正交性。

與其他擴頻方式一樣，采用CSS方式通過獲得處理增益以降低接收機對輸入信噪比的要求。當假設基帶調制信號的帶寬為Bs，如果CSS符號持續時間Ts內掃頻帶寬Bsw滿足Bsw＞＞Bs，則擴頻增益Gp為

其中，Rs為傳輸速率。因此，通過對k和Rs的調整，能夠獲得對擴頻增益的靈活控制，從而滿足不同業務傳輸時對性能的差異化要求。

分析和處理 chirp類信號的傳統方法主要基于匹配濾波，然而當使用多參數和變參數 chirp信號時，匹配濾波實現復雜。隨著 FrFT理論趨于成熟以及快速離散算法的提出[11～13]，基于FrFT的chirp信號處理技術的優勢逐漸顯現。目前，FrFT已經成為chirp信號檢測、處理以及基于chirp信號的多種應用如CSS等的基本和分析處理的一種重要工具。

2.2 FrFT簡介

作為傅里葉變換的推廣，FrFT是一種將信號利用復 chirp諧波進行分解的方法，較傅里葉變換的單頻復指數諧波信號分解法更具有靈活性和一般性，尤其適合對信號的頻率時變特性進行分析。根據積分形式定義法，信號f(t)的FrFT為

其中，p為變換階次；α=πp/2；分數域u可被認為是由時域t逆時針旋轉α角度而得；核函數K(α; u, t)定義為

因此，K(α; u, t)中的α以2π為周期，即p以4為周期，當 α=2nπ+π/2，n∈Z（p=4n+1）時

FrFT 退化為傅里葉變換。此外，K(α; u, t), α∈(π/2,3π/2]可化為 K(α'; u, t)，α'∈(-π/2, π/2]，因此一般可以只考慮α∈(-π/2,π/2]，即 p∈(-1,1]的情況。

2.3 CSS信號的FrFT性質

當式(1)中a(t)=A, |t|≤T/2時，CSS信號（即矩形窗截斷chirp信號）的p?Z階FrFT為

對于 p∈(-1,1]，當且僅當 p=2arccot(-k)/π即cotα=-k 時，式(6)可化為

由此可知，調頻率為k、持續時間為T的CSS信號FrFT的重要性質如下：

1) 在 p=2arccot(-k)/π階分數域上具有辛格函數的幅度譜包絡；

2) 幅度譜峰值位于u|p=f0sinα處，改變f0可以實現譜線位置移動（分數域譜線搬移特性）；

3) 幅度譜第一過零點間距離為2|sinα|/T，可以定義為CSS信號的分數域（廣義）帶寬。

當p≠2arccot(-k)/π時，分數域譜線展寬、譜密度下降，包絡函數不具上述特征。

3 多調頻率CSS混合業務傳輸方法

基于上述CSS信號的FrFT性質，當不同業務采用調頻率不同的CSS方式時，可以利用FrFT對業務類別進行識別，并采用變換域濾波對指定業務信號以外的干擾進行抑制；對于同類業務，則通過對各符號（或用戶）的中心頻率或時隙的分配，實現變換域復用/多址傳輸。

3.1 系統結構

發送端原理如圖1(a)所示，當系統支持M種業務類別，則發送端首先將待發數據分成N個類別，并進行基帶調制（MOD模塊）然后分別采用調頻率為k1,k2,…,kN的CSS方式。為了實現各類別業務符號（或用戶）的復用/多址，還需根據相應的策略對 CSS信號的中心頻率以及傳輸的時隙等進行調整。接收機原理如圖1(b)所示，首先對接收信號做一組與k1,k2,…,kM相對應的FrFT，在各指定變換域上進行濾波以抑制其他類業務信號的干擾，濾波后的信號分別做調頻率為-k1,-k2,…,-kN的 CSS實現解擴，最后進行解調（DEMOD模塊）。

圖1 多參數CSS混合業務傳輸系統結構

3.2 CSS的調制方式

CSS有2類常見調制方式，其一是chirp信號不僅作為擴頻信號使用，還利用調頻率參數承載信息，如二進制、多進制調頻率鍵控等[14]；其二是僅利用chirp信號作為擴頻信號使用，并獨立于信息的調制部分，也稱為直接調制（DM）CSS方式，其中直接調制部分使用傳統調制方案，如nPSK等[8]。在以上2類調制方式中，第一種雖然具有實現的優點，但存在頻繁的調頻率切換，當相鄰符號（或用戶）的時間中點或中心頻率間隔較?。ㄈ鐐鬏敳捎貌糠种丿B“Overlap”技術）時，干擾問題比較嚴重，本文建議選擇DM-CSS方式。DM-CSS中CSS部分只提供處理增益，而不會改變DM所使用的具體調制方案的誤比特率（BER）與Eb/n0（Eb為比特能量，n0為白噪聲單邊功率譜密度）之間的關系。根據不同業務對傳輸BER性能要求的差異，一方面可以調整CSS參數以控制處理增益，另一方面也可以根據業務類型對 DM使用的調制方案進行選擇。

3.3 變換域復用/多址——同類業務的資源分配

圖2 基于Δf和Δt設計的變換域復用/多址方案

3.4 不同業務混合傳輸的干擾問題

由于本文方案中不同業務使用調頻率不同的CSS方式，進行混合傳輸時各業務間不需要進行嚴格的時序設計，占用的時、頻資源可以部分重疊以提高資源利用率，然后采用基于 FrFT的變換域濾波方法對不同業務信號進行分離。但由于調頻率不同的CSS信號間不具有正交性，即使采用變換域濾波也難以實現嚴格的分離，為了保證傳輸的可靠性，需要對各具體業務的變換域資源劃分間隔進行調整，以避免不同業務信號間出現嚴重的“遮蔽”問題導致分離困難。

此外，在資源重疊混合傳輸時，不同業務的信號受到來自其他業務干擾的強度是不同的，因此對于各業務需根據其對傳輸質量的要求進行傳輸速率、信號強度、擴頻增益等參數設計，以及對各業務CSS調頻率分配、所占資源重疊程度等進行協同設計。以圖3所示情況為例，A、B業務部分重疊共享時、頻資源，分別采用2種傳輸速率，對于圖3情況，A每符號受到3次B的干擾，而B每符號受到5次A的干擾，如果2個業務信號具有相同功率，由于B的每符號能量為A的2倍，B具有優于A的傳輸可靠性。

圖3 部分重疊占用資源不同時業務受到干擾強度不同

3.5 變換域濾波抑制干擾——不同業務的分離

以2種業務混合傳輸的情況為例，業務A、B分別采用調頻率為k1和k2，中心頻率均為f0的CSS方式，符號寬度分別為 T1、T2，A、B的混合信號可表示為

其中，a1(t)、a2(t)表示基帶調制符號，當采用π/4-QPSK調制時，

其中，Si、Sj為π/4-QPSK符號。以T=max(T1,T2)為處理時間單元，并且假設T時間內A、B均只傳輸一個符號（對于符號寬度小的具有空閑狀態用）。對smix(t)分別做調頻率為-k1、-k2的CSS，得

式(10)、式(11)均表示一個正弦調制信號與一個chirp信號的混合。由此可知，本文提出系統的業務間干擾問題均可以轉化為正弦調制信號抗 chirp信號干擾問題。

鑒于s1(t)、s2(t)具有相同的形式，下面僅就s1(t)進行討論。對s1(t)做-f0下變頻并進行鎖相，得

其中，Δk=k2-k1；Δφ=φ2-φ1。對s1′(t)做間隔為T/N的采樣，得

其中，0≤m≤N-1。由于T時間內a1(m)為常數（記為Asi），對s '(m)做N點求和可以對當前符號Si進行能量累積。

式(10)～式(14)描述了調頻率為k1的CSS信號的（相關）解擴過程，當式(14)中不存在 Ii項時，噪聲環境中對 Si的解調性能滿足擴頻系統 BER-SNR的一般規律。下面的問題是如何對干擾項Ii進行抑制。由于 Ii的采樣序列 c(m)=exp[j(πkm2+φ)]是由 k控制的加速調相序列，導致Ii不僅對Si的幅度存在影響，還會引入相位誤差。如果采用傳統的頻域濾波方式將濾波器通帶以外的 chirp干擾信號濾除，落入帶內的干擾殘余與有用信號具有強相關性，仍然會引起比較嚴重的相位誤差。采用分數域上帶阻濾波法能夠對產生干擾的chirp信號近似完全抑制，因此本文利用該方法作為抑制業務間干擾，實現不同業務分離的基本方法。

4 仿真分析

解決非正交復用產生的干擾是本文系統的關鍵問題，下面對基于 FrFT的混合業務識別及變換域濾波干擾抑制效果進行仿真。鑒于混合業務非正交復用沒有對 CSS信號的無線信道傳輸的實質產生變化，限于篇幅，有關無線信道下CSS的傳輸性能請參閱文獻[5,7,8]，不再贅述。

利用FrFT進行業務識別的仿真如下：設A、B、C、D 4種業務分別采用調頻率為-250、500、1 000、-2 000kHz/ms的CSS方式，中心頻率相同。各業務符號寬度滿足 TA=2TB=4TC=8TD，從而具有相同的掃頻帶寬。對混合信號做階次-1到1、步進為0.01的 FrFT（采用尺度法[15]按 MHz/ms進行量綱歸一化），將各分數域譜的歸一化峰值J(p)作為判決量，J(p)曲線如圖4所示，出現4個極值分別對應 FrFT階次-0.70、-0.5、0.29、0.84，從而估計出混合信號存在調頻率為509、1 000、-2 040、-257kHz/ms的CSS信號成分。因此利用J(p)可以對混合業務成分進行識別。

圖4 業務成分判決量J(p)曲線

下面考察混合傳輸時業務信號之間干擾問題及變換域濾波干擾抑制效果。A、B業務符號寬度分別為0.1ms和0.2ms，均采用π/4-QPSK基帶調制，并分別采用調頻率相差Δk=500kHz/ms的CSS。以A作為考察對象，B作為干擾，對混合信號進行1MHz過采樣，則A每符號有100個采樣點做相參累積。記信擾比SIR=PA/PB（PA、PB為A、B的信號功率），則未采用干擾抑制措施時不同SIR下A業務的BER-SNR曲線如圖5所示。

圖5 不同SIR下A業務的BER性能曲線

下面考察Δk變化時，B對A的干擾影響的變化情況。保持SIR=0dB，Δk分別取300、500、1 000kHz/ms，其他參數同上。當Δk減小時，干擾引起的性能惡化程度加劇，如圖6所示。因此，混合傳輸的設計應在限定傳輸頻帶和保持傳輸速率的前提下，使得各業務 CSS的調頻率間隔盡可能大。

圖6 Δk不同時干擾對BER性能的影響

變換域帶阻濾波能夠對 CSS干擾進行有效抑制，仍以A為考察對象，在SIR=0dB時對調頻率相差500kHz/ms的B業務信號進行抑制，處理后A業務BER改善情況如圖7所示。如果采用傳統的頻域帶通濾波，BER性能不但沒有得到改善，反而進一步惡化，這是由于CSS干擾信號位于通帶內的強耦合成分的調相速率更接近于QPSK符號，進一步增加了QPSK符號的幅度和相位誤差。

圖7 變換域濾波抑制干擾效果與頻域濾波效果比較

5 結束語

本文的研究為混合業務傳輸問題提供了新的解決思路。不同類別業務通過對傳輸速率、CSS調頻率及掃頻寬度的控制，具有對物理層傳輸質量的控制能力。結合基于FrFT的變換域信號處理方法，能夠實現對混合業務類別的識別，為后續各單業務調度策略提供支持并為多業務協同資源分配提供依據；變換域濾波解決了非正交CSS信號間干擾抑制問題，從而允許不同業務信號采用更靈活的非正交方式共享資源，具有進一步提高無線資源使用效率的潛力。適用于本文方法的多業務資源調度算法等上層策略以及與具體應用場景的結合等有待后續工作中逐步完善。

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