光伏并網發電模擬系統模塊方案論證與選擇

1 系統設計的主要內容

由戴維南定理可以知道：任何直流穩壓電源都可以等效為電壓源Us，串聯內電阻Rs，這里模擬光伏電池，采用Us=60V，Rs=30～36Ω；uREF為模擬電網電壓的正弦參考信號，其峰峰值為2V，頻率fREF為45～55Hz；T為工頻隔離變壓器，變比為n1∶n2=2∶1、n3∶n1=1∶10，將μF作為輸出電流的反饋信號；負載電阻RL=30～36Ω。其結構框圖如圖1所示。

設計的主要內容包括：最大功率點的跟蹤、DC-AC逆變電路主回路的設計、逆變回路主控器選型、驅動電路的設計、顯示電路的設計、SPWM控制波的實現以及輔助電源部分的設計等。

2 最大功率點跟蹤方案比較

由于工程應用的太陽能電池是典型的非線性電源，輸出特性受光照、溫度等因素的影響，使得光伏電池的輸出功率隨著環境的變化不斷發生變換，其實際的光電轉換效率受到一定的限制。如果希望得到提高光伏系統的整體效率，一個特別重要的的途徑就是實時調整光伏電池的工作點，使它始終在最大功率點附近，這一過程稱之為最大功率點跟蹤（Maximum Power Point Tracking，MPPT）。目前，光伏發電系統在實際工作中日漸增多，所以，通過控制光伏電池的輸出功率，使光伏電池按MPPT工作，提高系統效率，從這種意義上說相對地降低了系統成本，因此可以促進光伏產業的發展，這個是相當必要的。

2.1 擾動觀察法

擾動觀察法也稱之為爬上法，是目前最常用的MPPT控制方法，它給變換器疊加一個擾動量，通過檢測并計算光伏電池輸出功率的變化情況進行最大功率點跟蹤。擾動觀測法具有算法簡單，實現方便，可以實現最大功率點的動態跟蹤。但是擾動觀測法在跟蹤穩定時，只是在最大功率點附近振蕩運行，從而降低了系統效率。

2.2 增量電導法

由光伏電池輸出特性可知，在光伏電池最大功率點處得電導為零，左側電導為正，右側為負，其表達式（1）如下：

dP/dV=0 MPP處dP/dV＞0 MPP左側dP/dV＜0 MPP右側（1）

通過簡單的數學推導可得：

■=■=I+V■≈I+V■（2）

將式（2）代人（1）得

ΔI/ΔV=-I/V MPP處ΔI/ΔV＞-I/V MPP左側ΔI/ΔV＜-I/V MPP右側（3）

因此，以式（3）作為判斷光伏電池是否工作在最大功率點的依據并對系統進行相應的控制，則可以實現最大功率跟蹤。增量電導法具有控制穩定度高，當外部環境參數變化時系統能平穩地追蹤其變化，并且與光伏電池組件的特性及參數無關。但是，增量電導法存在控制算法較復雜，對控制系統采樣精度要求較高，控制電壓初始化參數對系統啟動過程中的跟蹤性有較大影響等缺點。

2.3 開路電壓法

開路電壓法是一種最簡單的最大功率點跟蹤法，在變化的日照強度和溫度下，光伏電池的最大功率點電壓VMPP和開路電壓VOC成近似線性關系，如式（4）所示：

VMPPT=K1×VOC（4）

式中K1為比例常數。由于K1依賴于光伏電池本身的特性，通過事先憑經驗通過測試不同的日照強度和溫度條件下的VMPP和VOC計算得到，一般K1在0.71～0.78之間。因此，開路電壓法根據事先確定的K1，周期性切斷變換器并測量當前VOC，通過計算獲得VMPPT。

開路電壓法需要切斷變換器以進行開路電壓測量，該方法只是對光伏電池最大功率點的一個估算，并不是真正意義上的MPPT控制技術同時一定會造成光伏電池短暫的功率損耗。但是由于開路電壓法不需要任何控制器就可以實現，因此在某些應用場合，極大降低了成本，這種方法基本上能滿足最大功率點跟蹤的要求。

除了上述幾種較常見的MPPT控制方法外，還有短路電流法（與開路電壓法類似）、模糊邏輯控制法（Fuzzy Logic Control）、神經網絡法（Neural Network）、直流電容下降控制法、負載電流或負載電壓最大法、滑?？刂品?、狀態空間模型法等。

3 系統模塊論證與選擇

3.1 DC-AC逆變器主回路拓撲方案比較與選擇

方案一：用電流型DC-AC逆變回路作為系統功率變換的核心，將前級直流輸入變換成交流輸出。電流型逆變電路主要特點是直流側串聯大電感，電流基本無脈動，相當于電流源；交流輸出電流為矩形波，含有較多諧波，輸出電壓波形和相位因負載不同而不同，電阻性負載的電壓為矩形波。電流型逆變電路中，采用半控型器件的電路應用較多，換流方式有負載換流、強迫換流。電流型DC-AC逆變電路控制電路復雜，且輸出電壓難以滿足題目要求。

方案二：用電壓型DC-AC逆變回路作為系統功率變換的核心，將前級直流輸入變換成交流輸出。電壓型逆變電路主要特點是輸入端并接大電容，提供恒壓源，電路逆變功率脈動波形由直流電流體現，輸出電壓是矩形波，幅值為電容電壓，輸出電流大小由負載決定，波形由負載性質決定。電阻型負載的電壓和電流波形均為矩形波；當采用RLC諧振負載，且開關頻率與諧振頻率一致，負載上的波形電壓和電流都是正弦波。電壓型逆變電路對輸出電壓進行調節，便于進行功率轉換；包括半橋式和全橋式電路，全橋式電路輸出功率比半橋式大，且效率較半橋式電路高、諧波少、輸出特性好、供電簡單，且輸出端濾波較為容易。

綜上比較：根據題目所給條件和要求，我們選擇方案二所述的電壓型全橋逆變電路為DC-AC變換核心。

3.2 DC-AC逆變回路主控器選型方案比較與選擇

設計中，正弦逆變電路的控制電路為裝置的核心部分，而選擇性能優良的控制器則能起到事半功倍的效果。

方案一：采用51系列單片機。51系列擁有基于復雜指令集（CISC）的單片機內核，雖然其速度不快，12個振蕩周期才執行一個單周期指令，但其端口結構為準雙向并行口，可兼有外部并行總線，故使其擴展性能非常強大。51系列單片機外接A/D和D/A比較簡單，操作方便，但是由于本題的功耗要求特別嚴格，對效率的提高不利。

方案二：采用低功耗單片機C8051F020，這是一個完全集成的混合信號系統級MCU芯片。內部含有64kB片內Flash程序存儲器，4352B的RAM、8個I/O端口共64根I/O口線、一個12位A/D轉換器和一個8位A/D轉換器以及一個雙12位D/A轉換器、2個比較器、5個16位通用定時器、5個捕捉/比較模塊的可編程計數/定時器陣列、看門狗定時器、VDD監視器和溫度傳感器等部分。C8051F020單片機支持雙時鐘，其工作電壓范圍為2.7～3.6V（端口I/O，RST和JTAG引腳的耐壓為5V）。與以前的51系列單片機相比，C8051F020增添了許多功能，同時其可靠性和速度也有了很大提高。且這個單片機管腳豐富，操作完全與51單片機兼容。采用JTAG方式，可通過USB口在線下載調試，使用十分方便，并且低功耗便于整體效率的提高。

方案三：采用主流16位單片機作為控制器，我國目前常用的16 位單片機主要有Motorola 的68HC16 系列、PHILIPS 的P51XA-S3 系列、西門子的SAB80C166 系列、凌陽機SPCE061A系列等。Motorola 的68HC12的CAN 總線接口的功能使其在汽車電子上得到了較好的應用，加上強大的定時/計數、I/O功能使其在通信、計算機外設、消費類電子產品等方面有廣泛的應用；凌陽的16位機主要用于MP3、DVD等語音識別領域。但是這些單片機價位都比較高。

結合題目設計功能要求，若采用51系列單片機將需要添加大量的A/D芯片，以及PWM發生電路等，電路復雜，可靠性低。主流16位單片機雖含有豐富的片內資源，但應用領域具有較強的針對性，編程復雜，且性價比較低。故綜合考慮下，由于C8051F020單片機具有片內A/D采集功能，且處理速度能滿足系統要求，性價比較高，故選用為主控制器。

3.3 顯示模塊方案比較與選擇

方案一：采用LCD液晶顯示器顯示。采用128×64 點陣LCD 液晶顯示，可視面積大，畫面質量好，對抗外界干擾強，使用方便簡單，而且節省了軟件中斷資源。其缺點在于顯示內容需要存儲字模信息，需要一定存儲空間，并且點陣型液晶功耗比較大，不適合本設計。

方案二：采用LED顯示器。LED顯示器是由LED發光二極管發展過來的一種顯示器件，它具有高亮度。寬視角反應速度快，可靠性高，反應速度快等特點。本設計中只顯示電壓，電流，頻率值，且顯示數據的精度不需要很高，無需顯示繁瑣的文字，字母等。

考慮到效率的要求采用方案二。

3.4 驅動電路方案選擇與比較

方案一：利用脈沖變壓器直接驅動MOSFET，來自控制脈沖形成單元的脈沖信號經高頻晶體管進行功率放大后加到脈沖變壓器上，由脈沖變壓器隔離耦合，穩壓管限幅后來驅動MOSFET，其優點是電路簡單，應用廉價的脈沖變壓器實現了被驅動MOSFET與控制脈沖形成部分的隔離。

方案二：采用柵極驅動控制專用集成電路IR2113。該芯片可驅動同橋臂的兩個MOSFET，允許在600V電壓下直接工作，柵極驅動電壓范圍寬（10～20V），死區時間內置，最高工作頻率可達40kHz。

比較上面兩種方案，方案一的不足表現在：高平脈沖變壓器因漏感及肌膚效應的存在較難繞制且容易產生振蕩。方案二芯片性能好，體積小，滿足題目要求，故采用方案二。

3.5 SPWM控制波實現方案比較與選擇

方案一：模擬調制法。用硬件電路產生正弦波和三角波，其中正弦波作為調制信號，三角波作為載波，兩路信號模擬比較器比較后輸出SPWM波形，通過功率驅動全橋，完成功率放大，實現逆變。

方案二：采用專用集成SPWM芯片，產生SPWM信號，通過全橋驅動，實現逆變。

方案三：采用單片機內部PCA模塊和自編程軟件產生SPWM信號，經MOS管全橋功率驅動，實現逆變。

方案一電路簡單，響應速度快，但參數漂移大，集成度低，波形易受外界噪聲干擾，設計不靈活，且需要很復雜的硬件來控制逆變器功率器件的死區。方案二雖易于控制，但增加硬件電路復雜程度，且帶來不必要的硬件成本。綜合成本及效率問題，本系統選用方案三，利用C8051F020單片機內部自帶的PCA模塊，并配以軟件編程實現SPWM波控制，可靠性高、可重復編程、響應快、精度高、控制簡單。

3.6 輔助電源設計方案比較與選擇

方案一：采用穩壓集成電路78XX系列和79XX系列組成的組合電路實現不同電壓的輸出，這種方法雖然可以實現給單片機和芯片供電，但是功率損耗較大。

方案二：采用以MC34063a控制器為核心的多輸出直流穩壓電源，該輔助電源外圍元件較少，通過合理的設計可以有效減小損耗功率，實現設計中需要的低功耗、高效率要求。

考慮題目的效率要求，選擇方案二。同時盡量選擇和單片機供電電壓相同的芯片，以減少路數。

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