新型Buck軟開關電路的設計與仿真

賈貴璽 張春雁 肖有文 趙惠超

（天津大學電氣與自動化工程學院 天津 300072）

1 引言

Buck拓撲電路在實際生活中應用十分廣泛，尤其是在低電壓大電流應用場合。由于結構簡單，Buck電路在便攜式充電器中也得到了普遍應用。充電器要求體積小、重量輕、功率密度高，在充電器的設計中加入軟開關電路,可以提高開關頻率，減小充電器體積，提高功率密度，同時也利于減小電磁干擾。許多文獻已對 Buck變換電路的軟開關進行了研究[1-3]。本文主要研究Buck變換器的軟開關電路，并通過仿真尋找軟開關實現的條件。

常見的軟開關電路有準諧振電路、零開關PWM電路和零轉換 PWM 電路[4]。準諧振電路缺點是諧振電壓峰值很高，對開關器件的耐壓值要求較高；諧振電流的有效值很大，電路中存在大量的無功功率的交換，造成電路通態損耗增大；諧振周期隨輸入電壓、負載變化而改變[5-6]。本文提出了一種基于零電壓轉換 PWM 電路(Zero Voltage Transition PWM Converter，ZVT PWM)的Buck電路拓撲圖，其特點是諧振電路與主開關并聯，諧振過程基本不受輸入電壓和負載電流大小的影響，可以在較寬的輸入電壓范圍與負載電流范圍內實現零電壓開關過程。

設計電路的結構圖如圖 1所示，在主開關 S1導通前，先使輔助開關 S2導通，使得與 S1反并聯的二極管VD1導通，實現主開關S1零電壓開通；在輔助開關S2導通前，先使與S2反并聯的二極管VD2導通，實現輔助開關S2零電壓開通。

圖1 Buck零電壓轉換PWM電路圖Fig.1 Circuit diagram of Buck ZVT PWM

2 軟開關過程分析

下面對零電壓轉換PWM電路的工作過程做具體的分析，并通過仿真驗證設計的可行性。將輔助開關S2關斷時刻作為時間起始時刻t0，此時諧振電感 Lr中的電流達到最大值 Ipk。并假設濾波電感 L0足夠大，則負載電流波動很小。圖2a至圖2j為軟開關過程動態結構圖，圖3為軟開關過程中各元器件理想化波形。圖2與圖3是相互對應的。

圖2 軟開關過程動態結構圖Fig.2 Dynamic structures of soft-switching operation

如圖 2a所示，t0時刻開關 S2關斷，諧振電路中的諧振電流 iLr達到最大值，設該值為 Ipk。諧振電流分成3個部分：負載電流i0大小為I0+1/2（di0/dt）（其中di0/dt為負載電流紋波）、開關管S2等效并聯電容 C2充電電流 iC2、開關管 S1等效并聯電容 C1放電電流 iC1。C1的放電電流與 C2的充電電流相等（假設MOS管S1與S2具有相等的等效并聯電容），設該電流為 iC，負載電流 i0=I0+1/2（di0/dt）。該時間段內諧振電路為負載提供電流，為C2提供充電電流，為C1提供放電電流。關系如下式iLr=2iC+i0（1）

圖3 零電壓開關理想化波形Fig.3 Idealized waveforms of the ZVS

假設在t0-t1時間段內，諧振電流iLr保持最大值Ipk保持不變，則兩開關等效電容充放電電流為

t1時刻 C1和 C2充放電結束，C2兩端的電壓等于電源電壓E，C1兩端電壓為0，該時間段t1-t0時長如下式

t1時刻與S1反并聯的二極管VD1開始導通,如圖2b所示，開關管 S1上的電壓為反并聯二極管 VD1管壓降，此時 S1達到零電壓開通條件。諧振電感Lr與諧振電容 Cr的大小決定了諧振電流峰值的大小，為實現軟開關諧振，電流峰值必須滿足如下條件

t2時刻對 S1施加觸發信號，如圖 2c所示。由于此時諧振電流iLr大于負載電流i0，S1仍舊不能夠立刻導通，繼續通過與S1反并聯二極管VD1續流，向電源反饋能量，諧振電流能量一部分回饋電源另一部分供給負載。

t3時刻 iLr=i0，如圖2d所示。流過S1的正向電流 i1開始從零逐步增大,而諧振電流 iLr開始逐步減小，此時電源E與諧振電路共同為負載提供能量，iLr與uCr開始逐漸減小。它們之間滿足如下關系

t4時刻 i1=i0，iLr=0，uCr也減小到最小值 Umin，如圖 2e所示。在這段時間內，流過 S1的電流繼續增大，一部分為負載提供能量，另一部分為諧振電路提供能量。其電流滿足以下關系

流過諧振電感的電流iLr反向增大，同時對諧振電容充電,其電壓從最小值 Umin開始增大,直到 t5時刻對S1施加關斷。t4-t5時間段電路諧振過程方程如下所示

根據上式可得到

根據式（9）初始條件計算得到

式中， 1為電路諧振頻率。

t5時刻對 S1施加關斷信號，Δt=t5-t3為開關 S1在一個周期內的導通時間。因此為了能夠實現軟開關條件，在t5時刻電源必須為諧振電感與諧振電容儲存足夠的能量，這就限制了Δt的最小值，它決定了主開關S1的最小占空比，也即決定了輸出電壓的最小值，因而軟開關的加入一定程度上會減小輸出電壓的調節范圍。t5時刻S1關斷時由于開關兩端等效電容C1，S1關斷為零電壓關斷。

由于開關的關斷需要一段恢復時間，同時由于電感續流作用，t5時刻S1并不能立刻關斷，流過開關 S1的電流逐漸減小，如圖 2f所示。電源開始對C1充電，同時 C2通過諧振電路開始放電，C1與C2的充放電電流速率相等。t6時刻電容充放電結束，C1的電壓達到最大值E，C2的電壓減小到0，i1=0，諧振電感電流iLr也達到反向最大值。i1、iC1和負載電流i0的關系如下式所示

C2對諧振電路放電滿足如下關系

t6時刻，如圖 2g所示，iLr電流通過與 S2反并聯的二極管VD2續流，同時主電路電感及負載也通過二極管 VD2續流，此時電容 C0上儲存的能量開始釋放，假設i0近似為恒定值。在這段時間間隔內，電感上諧振電流 iLr繼續減小 uCr繼續增大。t6時刻后S2達到了零電壓開通條件。

t7時刻 S2導通，如圖 2h所示，開通過程為零電壓開通。該時刻由于諧振電感反向電流仍然不為零，因此諧振電路與主電路仍然通過與S2反并聯的二極管VD2續流。t8時刻反向電流iLr=0，此時諧振電容電壓值也達到最大值Umax。假設與開關S2并聯的等效電容 C2的放電對諧振電流的影響可以忽略不計，同時忽略VD2管壓降，則有以下方程

利用以上方程和初始條件可以求出諧振電容Cr上諧振電壓Umax如式（17）所示，其中Δt=t5-t4，t∈[t6,t8]，t8時刻 uCr=Umax，iLr=0。

t8時刻，諧振電容 Cr開始通過 S2和 Lr放電，諧振電流 iLr正向增大如圖 2i所示。主電路電感與負載繼續通過 VD2續流，輸出濾波電感 C0也繼續釋放能量。忽略S2管壓降，則有如下方程

由上式可以求出在t9時刻S2關斷時，諧振電流最大值iLr=Ipk，該值必須滿足式（4）條件。通過確定諧振電容最大值Umax、最小值Umin以及最大諧振電流值Ipk，并利用式（11）、式（12）、式（17）和式（20）確定輔助開關 S2最小占空比Δt=t9-t8及諧振電容與電感參數，從而為軟開關電路設計提供參考。至此完成了一個周期的過程。圖2j即開始一個新的周期，電路工作情況同圖2a。

3 Buck軟開關電路的仿真研究

本文運用Pspice對所設計電路進行仿真。Pspice是一個在微機上實現的通用仿真程序，利用它提供的電路描述語言，將電路結構和元件參數輸入計算機，即可利用該軟件對電路進行各種分析。仿真結果如圖4至圖7所示。

圖4 開關S1導通前與之反并聯二極管VD1導通圖Fig.4 Waveform of the diode VD1 turned on before the switch S1 turned on

圖5 開關S1零電壓開通與關斷圖Fig.5 Waveform the switch S1 zero voltage turned on and off

圖6 開關S2導通前與之反并聯二極管VD2導通圖Fig.6 Waveform the diode VD2 turned on before the switch S2 turned on

圖7 開關S2零電壓開通與關斷圖Fig.7 Waveform the switch S2 zero voltage turned on and off

圖4所示，開關S1觸發導通前，與之反并聯的二極管VD1先導通，此時S1兩端電壓為二極管VD1的管壓降，S1零電壓開通。由于等效電容C1的作用，開關S1關斷時為零電壓關斷，如圖5所示。同樣地，如圖6所示，開關S2觸發導通前，與之反并聯的二極管 VD2導通，此時 S2兩端電壓為二極管 VD2的管壓降，S2零電壓開通。由于等效電容C2的作用，開關S2關斷時為零電壓關斷，如圖7所示。由仿真結果可以看出，本文提出的 Buck軟開關電路可以實現主開關和輔助開關的零電壓開通和關斷。

4 結束語

本文將零電壓轉換 PWM 軟開關技術運用到Buck變換電路中，設計了一種Buck軟開關電路，實現了主開關和輔助開關的零電壓開通和關斷，由于諧振電路與主開關并聯，因而諧振過程不受輸入電壓和負載的影響；且詳細分析了電路軟開關過程，對軟開關實現的條件進行了深入研究；并推導了軟開關電路諧振參數的設計以及輔助開關 S2最小占空比的計算。最后，仿真結果驗證了本設計的正確性。

通過軟開關技術可以減小開關損耗，提高開關頻率，減小開關電流與電壓應力。但由于諧振環節的加入，造成了傳導損耗的增加，因而在應用中必須權衡二者利弊。設計中在能夠滿足軟開關的條件下，盡量減小諧振電流與諧振電壓的峰值。

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