三相并網/獨立雙模式逆變器控制策略研究

蔣 冀 段善旭 陳仲偉

（華中科技大學強電磁工程與新技術國家重點實驗室 武漢 430074）

1 引言

隨著可再生能源尤其是風能、太陽能的快速發展，微網系統將在電力系統中發揮越來越重要的作用。為了使微網系統能夠工作于并網運行和獨立運行兩種狀態且具有較好的切換過程，雙模式逆變器的研究正受到眾多學者的關注[1]。文獻[2-6]針對單相系統提出了相應的控制策略，取得了較好的切換效果。三相雙模式逆變器的切換由于三相電流沒有共同的過零點，因此切換復雜且易產生沖擊。文獻[7-9]提出了針對采用 LCL型濾波器的雙模式逆變器的控制策略，其中C的取值需要兼顧并網運行與獨立運行且沒有很好的補償方法，控制系統的設計也相對復雜。文獻[10-11]研究了采用 LC型濾波器的雙模式逆變器的控制策略，文獻[10]采用并網模式下電感電流單環控制，獨立模式下電容電壓外環電感電流內環控制，并網開關采用了接觸器，切換過程考慮了電網停電故障時的切換問題。文獻[11]采用并網模式下并網電流單環控制，獨立模式下電容電壓外環電流內環控制，并網開關采用雙向晶閘管，切換過程采用強制換流切換方法加快并網開關的斷開速度，但沒有提及單相短路等三相不平衡電網故障條件下如何有效應用。

本文研究了一種適用于采用 LC型濾波器的三相雙模式逆變器的控制策略，包括并網模式控制器、獨立模式控制器和切換控制方法。并網模式下采用引入電容電流補償的電感電流閉環控制，獨立模式下采用電容電壓外環電感電流內環控制，有效解決了逆變器在并網時由于濾波電容存在導致并網電流THD較大和功率因數不為1的問題；切換控制采用一種新的基于abc坐標系控制的切換控制方法，提高切換性能的同時使逆變器的切換能夠在電網單相斷路短路等嚴重故障情況下正常進行。結果表明該控制策略實現了一種具有很高穩態控制性能和平滑切換能力的三相雙模式逆變器。

2 并網/獨立運行模式控制器設計

本系統的主電路拓撲如圖1所示，直流側為蓄電池與電容并聯，能夠貯存和釋放能量；功率開關器件VT1～VT6構成三相PWM半橋逆變器；LC為濾波器，r為逆變器等效阻抗；S1～S3為由雙向晶閘管構成的并網開關；R為本地負荷。

圖1 三相雙并網/獨立雙模式逆變器結構框圖Fig.1 Main circuit of TDMI

雙模式逆變器有并網模式、獨立模式和切換過程3個工作狀態。電網正常時逆變器工作于并網模式，此時并網開關閉合，逆變器作為電流源型的并網逆變器運行，輸出滿足并網要求的并網電流；電網故障或系統調度時逆變器工作于獨立模式，此時并網開關斷開，逆變器作為電壓源型的逆變電源運行，輸出滿足本地負荷要求的電壓；當逆變器需要進行兩種運行模式的轉換時進入切換過程，根據轉換目標又分為脫網過程和并網過程，分別表示逆變器由并網模式轉入獨立模式運行和由獨立模式轉入并網模式運行。

采用 LC型濾波器的雙模式逆變器可工作在并網和獨立兩種狀態，但并網條件下的濾波電容會造成并網電流與電網電壓不同相，從而對電網造成污染，但可以通過電容電流補償解決這一問題[12]。

2.1 電容電流對并網電流的影響

在并網狀態下逆變器的單相等效電路如圖 2a所示。圖中ur為逆變器輸出電壓，uc為電容兩端電壓，ug為電網電壓；L、R為逆變器濾波電感及等效阻抗，C、RL為濾波電容和本地負載；Lg和Rg為電網等效感抗和阻抗，這兩個數值由具體的電網和線路決定，通常是未知的，如果連接的是理想電網，則Lg和Rg均為零；電網采樣電壓為電容兩端電壓uc。對于采用 LC濾波器的并網逆變器，一般采用大電感、小電容的參數設計原則，以獲得較好的電流控制特性，控制過程忽略電容電流對并網電流的影響，直接控制電感電流。由于雙模式逆變器還要工作在獨立運行狀態，為保證電壓波形質量，其C的取值不能太小，再加上本地負載電流的影響，采用控制電感電流近似并網電流的方法已經不能滿足并網要求。假設控制器能夠控制電感電流iL與電網采樣電壓同相位，其電壓和電流的相量圖如圖2b所示。

圖2 并網狀態下的單相等效電路和相量圖Fig.2 Single phase equivalent circuits and vector diagram of grid-tied mode

若電網為理想電網且不考慮電容電流的影響，則uc與ug同相，ic與ig同相，即控制電感電流即可實現控制并網電流的目的；若電網為非理想電網，則存在相量uzg使得ug滯后于uc，通常Lg和Rg是一個很小的數值，因此滯后的角度φ 也很小；若考慮電容電流和本地負載電流的影響，則并網電流ig會滯后于uc一定角度θ，其數值由式（1）決定，式中電流都是有效值，電網電壓近似等于電容電壓。由式（1）可見，當ig確定時，電容值的增大會導致角度θ 的增大；當C確定時，ig減小會導致角度θ的增大。

2.2 并網模式控制器

并網模式下采用帶電容電流補償的電感電流環來達到間接控制并網電流的目的，控制器的設計基于dq坐標系。對于接入含有諧波的電網且帶有確定本地負荷的雙模式逆變器，ic和iR中也存在諧波，導致并網電流THD和功率因數不能滿足并網要求，因此需要加入補償后給定并網電流指令i*gd，加入電容電流和負載電流的補償獲得電感電流指令，當負載確定時，可以獲得補償函數的表達式

補償函數與電網電壓的乘積即為補償指令，與并網電流指令相加構成了電感電流的指令i*Ld，該指令與反饋信號的差值送入電流控制器得到逆變器交流側電壓的指令值u*rd，經過電網電壓前饋補償和解耦補償后，指令送入逆變器實現對電感電流的控制。系統的閉環傳遞函數為

式中，kip與kii分別是電流控制器的 PI參數。將kip=31.12，kii=176805，L=3mH，r=0.05Ω 代入式（3），得到圖3所示閉環傳遞函數的幅相曲線。

圖3 并網控制器的閉環幅相曲線Fig.3 System close loop Bode plot in grid-tied mode

2.3 獨立模式控制器

獨立模式下采用電感電流內環與加電容電壓瞬時反饋外環的雙閉環控制方式，控制器的設計基于dq坐標系，電流內環擴大逆變器控制系統的帶寬，使得逆變器動態響應加快，非線性負載適應能力加強，輸出電壓的諧波含量減小，保證負載供電質量。同時電感電流內環的存在使得逆變器作為電壓源運行時具有了限流保護功能，同時減少了切換過程中的電流沖擊。系統的閉環傳遞函數為

式中，kUp和kUi是電壓控制器的 PI參數；kIp和kIi是電流控制器的PI參數。將kUp=0.48，kUi=332.6，kIp=31.12，kIi=175114代入式（4），得到如圖 4所示的閉環傳遞函數幅相曲線。圖4表明雙閉環系統基波閉環增益接近1，系統穩態性能非常好。

圖4 獨立控制器的閉環幅相曲線Fig.4 System close loop Bode plot in stand-alone mode

3 切換控制器設計

3.1 切換控制方法

為了使逆變器具有很好的動靜態性能，通常選用基于 dq坐標系的控制器進行并網模式和獨立模式的控制。并網開關選擇為雙向晶閘管以獲得較快的響應速度和較小的通態損耗，由于晶閘管必須在電流過零時才能關斷，這導致脫網過程中三相并網開關不能同時關斷。如圖1所示，三相半橋逆變器可以等效為3個單相半橋逆變器的組合，當某一相的并網開關斷開時，該相控制對象發生變化使得 3個單相進入不對稱的狀態，因此需要不對稱的控制量輸出以達到較好的控制效果，減小切換過程的電壓電流沖擊。由于基于dq坐標系控制器產生的控制量是三相對稱的，并且兩個軸控制量間的耦合對于切換也容易產生不利影響，不能滿足平滑切換的要求，因此在切換過程中引入基于abc坐標系建立的控制器。該控制器由3個單相控制器構成，分別給出三相對稱的給定，再由實時監測的三相反饋量構成閉環控制系統，控制器參數的選取與基于dq坐標系的控制器相同，在切換過程中可以輸出三相不對稱的控制量來減小電壓電流的沖擊。

控制系統原理如圖5所示。三相雙模式逆變器的控制系統包含A～D 4個獨立的控制器和兩個控制信號 COORDI、MODE以及兩個狀態標志FLAG_grid、FLAG_switch。A～D控制器分別代表基于dq坐標系和abc坐標系控制的并網模式控制器和獨立模式控制器；控制信號為表示控制器基于dq（abc）狀態的COORDI和表示控制器并網（獨立）模式的MODE；狀態標志為表示電網是（否）正常的 FLAG_grid和表示并網開關是（否）閉合的FLAG_switch，分別用 1和 0表示兩種情況。狀態標志通過檢測三相電網電壓和并網電流得到，通過控制相應的控制邏輯決定了控制標志的取值，控制標志決定控制系統工作于哪一個控制器和是否進行控制器的切換。

圖5 控制系統原理圖Fig.5 Schematic diagram of control system of TDMI

3.2 切換過程

假設初始時刻電網處于正常工作狀態，并網開關閉合，則從電網故障導致逆變器脫網到電網恢復逆變器再并網的切換過程為：

（1）并網模式下dq控制器切換到abc控制器。t0時刻開始電網處于正常狀態且并網開關閉合，逆變器控制系統工作于基于 dq坐標系的并網模式控制器，通過電容電流補償控制的加入，即使在接入含有諧波的電網情況下系統依然具有很好的控制性能。在t1時刻電網發生故障，t2時刻控制系統檢測到該故障，電網狀態標志 FLAG_grid置零同時給出坐標切換信號 COORDI和并網開關關斷信號，將電網電流的給定置零以加速電網電流的過零，控制系統切換到基于abc坐標系的并網模式控制器，以此減少t2時刻至三相開關全部關斷期間的電壓電流沖擊。

（2）基于abc坐標系的并網模式控制器切換到獨立模式控制器。在逆變器處于并網模式時，需要將電壓控制器的誤差輸入置零，保證控制器輸出不會飽和，防止出現電壓沖擊。此階段控制系統等待三相并網開關全部關斷，t3時刻狀態標志FLAG_switch被置零后給模式切換控制信號MODE，使電感電流的指令由經過補償的i*gd變為電壓控制器的輸出，同時也將電壓控制器的輸入變為負載電壓給定u*cd與電壓反饋ucd的差值，這樣即完成了并網模式向獨立模式的轉換。負載電壓給定的幅值設置為負載額定電壓，以保證敏感負載受電網故障的影響最小，相位由自身制定的正弦表查詢得到，為了使電壓的過渡盡量平滑，切換后相位延續并網模式時的相位。

（3）獨立模式下abc控制器切換到dq控制器。t4時刻控制系統已經穩定工作于獨立模式，此時給出坐標控制信號COORDI，令系統重新回到基于dq坐標系建立的獨立模式控制器，以獲得良好的負載電壓，為重新接入電網做好準備。

（4）基于 dq坐標系的獨立模式控制器切換到并網模式控制器。t5時刻系統檢測到電網已經恢復，在t6時刻逆變器得到微網給出的并網指令，首先調整負載電壓的幅值和相位與電網相同，滿足上述條件后給出并網開關的開通信號和模式切換信號，將電感電流的給定由負載電壓給定u*cd與電壓反饋ucd的差值變為經過補償的i*gd，為實現并網電流的平滑過渡，切換后的電網電流指令置零，在模式切換后逐步調整并網電流到系統期望值[2]。由于雙向晶閘管的開通條件僅為驅動信號為高，因此在獨立模式轉換為并網模式的過程中不存在三相并網開關不同步動作的問題。

4 三相雙模式逆變器仿真研究

為了對所提控制策略進行驗證，使用Matlab仿真平臺構建了三相雙模式逆變器系統。仿真參數如下表所示。

表 三相雙模式逆變器仿真參數Tab Parameters of simulation

圖6和圖7分別為系統穩定工作于并網模式和獨立模式時的控制效果圖，其控制器是基于dq坐標系建立的。圖6a是雙模式逆變器在接入理想電網運行時的控制效果圖，圖中顯示的是三相并網電流，其THD約為1%，測量其輸出的有功功率和無功功率可以得到其功率因數約為1。圖6b是雙模式逆變器接入含有諧波的電網時的電網電壓、并網電流和電感電流波形，其中電網電壓含有較大的三次和五次諧波，總 THD=6.5%，并網電流 THD=1.31%，其功率因數大于0.99。圖7是雙模式逆變器獨立運行狀態的負載電壓波形，其THD僅為0.2%。

圖6 并網電流波形Fig.6 Waveforms of grid current

圖7 雙模式逆變器獨立運行時負載電壓波形Fig.7 Waveforms of load voltage in stand-alone mode

圖8所示為各種電網故障情況下脫網過程的切換波形，圖中顯示了電網電壓、并網電流和電容電壓即負載電壓的波形。其中圖8a為電網三相對稱電壓跌落故障情況下的切換波形，從檢測到電壓跌落到負載電壓恢復的切換時間為 3ms，負載電壓沒有沖擊；圖8b為電網三相電壓瞬時為零故障情況下的切換波形，切換時間為 7ms，負載電壓沒有沖擊；圖8c為電網單相短路故障情況下的切換波形，切換時間為10ms，負載電壓有10%的沖擊；圖8d為電網兩相短路故障情況下的切換波形，切換時間為5ms，負載電壓有25%的沖擊；圖8e為電網單相斷路故障情況下的切換波形，切換時間為 3ms，切換瞬時負載電壓有2.6倍的沖擊。

圖8 電網故障情況下控制器切換波形Fig.8 Waveforms of transfer in grid fault condition

圖9為逆變器在獨立運行模式時由abc坐標系控制器切換到dq坐標系控制器的電壓波形，切換時間為2ms，切換過程無沖擊。圖10為電網恢復后逆變器重新并網的切換波形，切換時間為 2ms，切換過程無電壓和電流沖擊。

圖9 獨立模式下控制器切換時電壓波形Fig.9 Voltage waveforms of transfer in stand-alone mode

圖10 控制器轉換波形Fig.10 Single-phase waveforms of transfer from stand-alone mode to grid-tied mode

5 結論

針對采用LC型濾波器的三相并網/獨立雙模式逆變器存在的穩態性能難以保證和切換過程容易產生沖擊的問題，設計了一套完整的控制策略，提出了一種新的基于abc坐標系控制的切換控制方法，實現了在各種復雜電網故障情況下的切換，有效減小了切換過程的電壓電流沖擊；采用了并網模式下引入電容電流補償的電感電流閉環控制和獨立模式下電容電壓外環電感電流內環控制的控制方案，獲得了良好的并網和獨立控制性能。仿真分析表明了上述控制策略的可行性。

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