基于TMS320F2812的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)軟件鎖相控制技術(shù)

夏向陽(yáng) 彭振江 孟慶林

（長(zhǎng)沙理工大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，長(zhǎng)沙 410077）

1 引言

逆變并網(wǎng)控制是光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中最為重要的環(huán)節(jié)，其功能是把前級(jí)的光伏直流電變換為與電網(wǎng)同頻同相的交流電與電網(wǎng)并聯(lián)運(yùn)行，并使其輸出功率因數(shù)為1，因此鎖相是逆變控制中的主要目的。鎖相技術(shù)是光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的一項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)，分為模擬鎖相、數(shù)字鎖相、混合鎖相和軟件鎖相，前三種需要復(fù)雜的硬件電路且穩(wěn)定性差，而隨著微處理器處理速度的不斷提高，軟件鎖相的優(yōu)勢(shì)越來(lái)越明顯[1-2]。

為了保證并網(wǎng)動(dòng)作的順利進(jìn)行和系統(tǒng)的穩(wěn)定性，就必須提高鎖相環(huán)的快速性和穩(wěn)定性[3]，雖然目前很多文獻(xiàn)從理論上給出了很多軟件鎖相方案，但是在實(shí)際應(yīng)用中效果很不理想，針對(duì)這些問(wèn)題，本文基于 DSPTMS320F2812給出了一種軟件鎖相控制技術(shù)，并在一臺(tái)1kW單相光伏并網(wǎng)逆變裝置樣機(jī)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該方案的可行性。

1.1 軟件鎖相的原理

與傳統(tǒng)采用硬件電路產(chǎn)生 SPWM 波的方法不同，DSPTMS320F2812中的事件管理器EVA、EVB一共能夠產(chǎn)生16路占空比可變的PWM波，給定時(shí)器Tx的比較寄存器TxCMPR一個(gè)設(shè)定值，當(dāng)Tx的計(jì)數(shù)寄存器 TxCNT的值和 TxCMPR的設(shè)定值相等時(shí)，就會(huì)發(fā)生比較匹配事件，如果這時(shí)PWM的功能使能，則TxPWM引腳便可以產(chǎn)生PWM波的上升沿或下降沿，設(shè)定Tx的計(jì)數(shù)模式為連續(xù)增/減模式，就會(huì)在一個(gè)三角載波周期內(nèi)產(chǎn)生兩次匹配事件，這樣就會(huì)得到一個(gè)完整的PWM波。如果讓T1CMPR的設(shè)定值按照正弦規(guī)律變化，那么得到便是SPWM波[4]。

兩對(duì)互補(bǔ)的 SPWM 波能夠驅(qū)動(dòng)單相光伏并網(wǎng)逆變器中的 4個(gè) IGBT，使逆變器輸出所需的正弦波，其頻率決定于三角載波的頻率，其相位決定于調(diào)制正弦表的指針。軟件鎖相的目的是使逆變輸出功率因數(shù)為 1，即讓逆變輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，所以只要相應(yīng)改變?nèi)禽d波的周期TXPR和調(diào)制正弦表的指針變量SNUM，就能達(dá)到鎖相目的。

1.2 頻率與相位差的檢測(cè)方法

電網(wǎng)電壓（逆變器輸出電流）的頻率檢測(cè)方法如圖1所示，設(shè)置捕獲模塊的控制寄存器CAPCONA/B的邊沿檢測(cè)控制位為 1，使其捕獲方波的上升沿，同時(shí)EV定時(shí)器開(kāi)始計(jì)數(shù)，當(dāng)捕捉引腳CAP捕捉到上升沿后，捕捉模塊就會(huì)將計(jì)數(shù)寄存器 TXCNT的值寫(xiě)入FIFO堆棧的上層寄存器CAP1FIFO中，并觸發(fā)捕捉中斷。設(shè)定時(shí)器計(jì)數(shù)周期個(gè)數(shù)為COUNT，一個(gè)計(jì)數(shù)周期內(nèi)計(jì)數(shù)器共計(jì)數(shù)37500次，則電網(wǎng)電壓和逆變器輸出電流的周期T為

式中， T_grid為電網(wǎng)電壓周期；T_inv為輸出電流周期；Uzerox為電網(wǎng)電壓第 x次過(guò)零時(shí) TXCNT的值；Izerox為輸出電流第 x次過(guò)零時(shí) TXCNT的值；COUNT_x為定時(shí)器Tx計(jì)數(shù)的周期個(gè)數(shù)。

圖1 頻率檢測(cè)圖

電網(wǎng)電壓和逆變器輸出電流的相位差檢測(cè)方法[5]如圖2所示，設(shè)置同頻率檢測(cè)一樣，捕捉引腳CAP3捕捉電網(wǎng)電壓的上升沿，捕捉引腳CAP4捕捉逆變器輸出電流的上升沿，則相位差△φ為

圖2 相位差檢測(cè)圖

2 軟件鎖相控制算法

由于輸出正弦波頻率的改變會(huì)對(duì)其相位產(chǎn)生不可控的影響，所以無(wú)論是先調(diào)相再調(diào)頻法還是調(diào)頻調(diào)相同時(shí)進(jìn)行法，都要作復(fù)雜的算法處理，本文采用先調(diào)頻再調(diào)相的軟件鎖相方法易于實(shí)現(xiàn)，算法精度高，抗干擾能力強(qiáng)[6-7]。該方法的處理流程框圖如圖3所示，電網(wǎng)電壓和逆變器輸出電流的正弦信號(hào)經(jīng)過(guò)放大電路、濾波電路和觸發(fā)器后得到幅值為0～3V間的方波信號(hào)，輸送到TMS320F2812 DSP的CAP捕捉模塊之后，先進(jìn)行頻率鎖定處理，當(dāng)電網(wǎng)電壓和逆變器輸出電流的頻率達(dá)到同步后再進(jìn)行相位鎖定處理，最后由EVA事件管理器模塊產(chǎn)生所需的SPWM波控制逆變器上IGBT通斷。

圖3 處理流程框圖

2.1 抗毛刺干擾的軟件算法

逆變器并網(wǎng)發(fā)電后，會(huì)對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生沖擊，使得采樣的電網(wǎng)電壓帶有毛刺干擾。如果毛刺出現(xiàn)在過(guò)零點(diǎn)附近，就會(huì)使觸發(fā)器產(chǎn)生連續(xù)的非正常翻轉(zhuǎn)，從而測(cè)得的電網(wǎng)電壓頻率嚴(yán)重失準(zhǔn)，如圖4所示。傳統(tǒng)的解決毛刺干擾的方法是在采樣電路中加一個(gè)滯回比較器，設(shè)定一個(gè)閾值電壓，當(dāng)毛刺電壓比閾值電壓小時(shí)，就會(huì)忽略毛刺電壓的影響。但是該方法普遍存在以下缺點(diǎn)：①閾值電壓難以確定；②增加了硬件電路，使采樣電路結(jié)構(gòu)變復(fù)雜；③滯回比較器的輸入與輸出有延時(shí)，會(huì)對(duì)采樣精度產(chǎn)生影響。

圖4 電網(wǎng)毛刺干擾

本文采用的軟件抗毛刺干擾算法很好地解決了上述問(wèn)題，提高了采樣的準(zhǔn)確性。圖6是抗毛刺干擾的軟件流程圖，當(dāng)捕獲引腳CAP捕獲到上升沿后，讀取堆棧的上層寄存器CAPFIFO的值，判斷是否是第一次CAP中斷，如果是第一次，則返回中斷，否則計(jì)算此次捕捉值與上一次捕捉值得差值，因?yàn)槊谈蓴_產(chǎn)生的捕獲差值比正常電網(wǎng)周期計(jì)數(shù)值要小得多，可以根據(jù)計(jì)數(shù)閾值范圍判斷是否為毛刺干擾，如果差值小于計(jì)數(shù)閾值則認(rèn)為是毛刺干擾，反之則為正常電網(wǎng)電壓信號(hào)，繼續(xù)運(yùn)行下一步鎖相算法。

圖5 抗毛刺干擾算法流程圖

2.2 頻率鎖定算法

頻率鎖定的算法流程圖如圖6所示，其功能是用PI控制來(lái)調(diào)節(jié)EVA定時(shí)器T1中周期寄存器T1PR的值。當(dāng)CAP2捕捉中斷觸發(fā)后首先判斷頻率是否已經(jīng)鎖定，如果頻率已經(jīng)鎖定則會(huì)退出中斷，反之則利用式（1）計(jì)算逆變器輸出電流的周期值T_inv，T_inv與電網(wǎng)電壓的周期值T_grid（在CAP1捕捉中斷計(jì)算得到）之差即為ΔT；根據(jù)實(shí)際情況設(shè)定ΔT的限制值，限制值取0.001s，ΔT大于限制值時(shí)給T1PR強(qiáng)行賦限定值，限定值取5000個(gè)計(jì)數(shù)；之后進(jìn)行PI控制，即當(dāng)電網(wǎng)電壓的頻率大于逆變器輸出電流的頻率時(shí)，減小T1PR的值，反之則增大，直到｜ΔT｜為0后認(rèn)定頻率鎖定完成。

本文采用增量式PI控制法，與位置式PI控制法相比，其不產(chǎn)生積分失控，容易獲得較好的調(diào)節(jié)品質(zhì)。設(shè)鎖相環(huán)第k次周期差值為ΔT（k），PI調(diào)節(jié)器的第k次輸出為T(mén)1PR（k），則有

對(duì)于第k-1次，有

由式（4）、（5）得

2.3 相位鎖定算法

相位鎖定的算法流程圖如圖7所示，其功能是用PI控制來(lái)調(diào)節(jié)調(diào)制正弦表的指針變量SNUM的值。進(jìn)入CAP1捕捉中斷之后，要先判斷頻率是否已經(jīng)鎖定，如果頻率還沒(méi)鎖定，則先計(jì)算電網(wǎng)電壓的周期值T_grid后退出中斷，反之則利用式（1）計(jì)算出相位差Δφ；之后同樣進(jìn)行增量式PI控制來(lái)調(diào)節(jié)調(diào)制正弦表的指針SNUM，當(dāng)電網(wǎng)電壓的相位超前逆變器輸出相位時(shí)，要減小SNUM值，反之則增大。同樣也要根據(jù)實(shí)際情況設(shè)定Δφ的限制值和允許值，限制值取180°，允許值取0.1°。

圖6 頻率鎖定算法流程圖

圖7 相位鎖定算法流程圖

2.4 鎖相精度

本文采用SPWM雙極性同步調(diào)制法，載波比N=200，高速外設(shè)時(shí)鐘HSPCLK=75MHz，定時(shí)器輸入時(shí)鐘預(yù)定標(biāo)因子P=1，采樣方法為對(duì)稱(chēng)規(guī)則采樣法[8]。設(shè)定時(shí)器計(jì)數(shù)寄存器每計(jì)數(shù)一次所需要的時(shí)間為T(mén)CLK，則：因而電網(wǎng)電壓與逆變器輸出電流的最小相位差為

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文的軟件鎖相技術(shù)在一臺(tái)1kW單相光伏并網(wǎng)逆變裝置上進(jìn)行了驗(yàn)證，電網(wǎng)電壓峰值為311V，輸出電流為3A，經(jīng)過(guò)霍爾電流傳感器后轉(zhuǎn)換為峰值為3.04V的電壓，用示波器進(jìn)行觀測(cè)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖8、圖9、圖10所示。圖8為鎖相環(huán)運(yùn)行前的波形，電網(wǎng)電壓頻率為50Hz，輸出電流頻率為51.5Hz，可見(jiàn)電網(wǎng)電壓與輸出電流的頻率和相位均不相等。圖9為頻率鎖定，此時(shí)輸出電流頻率也為50Hz，但有相位差，圖10為鎖相完成后波形，可見(jiàn)兩者達(dá)到很好的吻合。

圖8 軟件鎖相之前CH1—逆變輸出電流 CH2—電網(wǎng)電壓

圖9 頻率鎖定完成CH1—逆變輸出電流 CH2—電網(wǎng)電壓

圖10 鎖相完成CH1—逆變輸出電流 CH2—電網(wǎng)電壓

4 結(jié)論

本文提出了先頻率鎖定后相位鎖定的軟件鎖相算法及其流程圖，該算法精度高，穩(wěn)定性強(qiáng)，加入了抗毛刺干擾算法，簡(jiǎn)化了硬件電路。處理流程簡(jiǎn)單，容易實(shí)現(xiàn)，在一臺(tái)1kW單相光伏并網(wǎng)逆變裝置上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了本文所述算法有效可行。

[1] 趙為.太陽(yáng)能光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的研究[D].安徽：合肥工業(yè)大學(xué),2003：53-54.

[2] 王章權(quán).瞬時(shí)電流跟蹤控制光伏并網(wǎng)技術(shù)[J].電源技術(shù),2007,31(8)：648-650.

[3] 李玲,謝利理.光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中的數(shù)字鎖相環(huán)[J].電源技術(shù),2010, 34(8)：845-847.

[4] 孫麗明.TMS320F2812原理及其C語(yǔ)言程序開(kāi)發(fā)[M].北京：清華大學(xué)出版社,2008.

[5] 廖慧,丘水生.基于F2812的UPS軟件鎖相技術(shù)[J].電氣應(yīng)用,2008,27(05)：68-71.

[6] 張喻,陳新.基于 DSP2812的軟件鎖相[J]. 電力電子技術(shù),2008,42(2)：75-77.

[7] 羅瑪,楊成林,徐德鴻.基于 DSP的逆變器數(shù)字鎖相技術(shù)[J]. 電力電子技術(shù),2005,39(5)：107-108.

[8] CHEN ZH Q, CAO ZH Q. A software phase-locked loop based on the novel method of dynamical observation interval[C].10th As-ia-Pacific Conference on Communications and 5th International Symposium on Multi-Dimensional mobile Communctions, IEEE,2004： 484-488.